不同功率器件在充電樁三相LLC拓撲中的應用探討

原文發表於2022年中國電力電子與能量轉換大會暨中國電源學會第二十五屆學術年會

作者簡介

作者簡介：董潔（1992—），女，浙大碩士畢業，現任英飛凌工業功率控制事業部高級應用工程師，主要從事電力電子技術研究應用工作。

                                                                                                    圖1.新能源汽車充電樁基本結構

新能源汽車的發展，對充電樁提出了高功率密度、大功率以及高效率等需求。LLC諧振變換器的軟開關特性可以在全負載範圍內實現原邊開關管的零電壓導通（Zero-Voltage Switching,ZVS）和副邊二極體的零電流關斷（Zero-Current Switching, ZCS），在維持高效率的同時提高工作頻率，減小被動元件體積，增加功率密度[5-7]。交錯並聯技術可以在保證開關管工作頻率不變的前提下，減小輸入輸出電流的紋波，從而減小濾波電容體積。但元器件參數差異會導致模塊間出現不均流現象，而Y型連接的三相LLC變換器可以有效改善相間不均流的問題[8,9]。並由於模塊增加等，三相LLC變換器的通流能力增加，實現大功率、高功率密度的目標。大功率充電樁可以節省充電時間，滿足客戶的使用需求。因此，30千瓦充電樁的市場占比越來越大。

圖2為新能源汽車主流的400V和800V鋰電池的充放電曲線。為同時匹配不同電池，充電模塊工作範圍很寬：200~1000V。這要求三相LLC諧振變換器具有寬範圍調節的能力，文章採用變壓器副邊串並聯方式進行寬範圍調節。

                                                                                          圖2.30kW新能源汽車鋰電池充放電曲線

文章基於30kW的三相LLC諧振變換器，結合實際的寬範圍應用需求，進行兩種拓撲原理分析和參數設計，並通過PLECS軟體進行電氣、損耗和熱特性的仿真分析，重點對比了三種主流功率器件：Si MOSFET(650V/CFD7)、IGBT(650V/H5)和SiC MOSFET(1200V)，在三相LLC中的表現。


2. 三相LLC諧振變換器

                                                                                       圖3.三相LLC諧振變換器結構框圖

三相LLC變換器直流母線常採用800V電壓等級，針對功率器件的電壓等級存在兩種解決方案。第一種為兩個650V器件模塊串聯，第二種為1200V器件單模塊使用。由於電路寬範圍輸出的需求，三相LLC諧振變換器副邊的二極體整流橋需要進行串並聯切換。並聯時輸出電壓為單模塊輸出電壓(200~500V)，串聯時輸出電壓為兩倍單模塊輸出電壓(500~1000V)。結合原邊兩種器件拓撲方案，以及副邊的整流橋串並聯方案，可以得到三相LLC諧振變換器的兩種拓撲方案，如圖4和圖5所示。

                                                                                                         圖4.650V開關管三相LLC諧振變換器

其中，Cra、Crb、Crc是諧振電容，值為Cr；Lra、Lrb、Lrc是諧振電感，值為Lr；Lma、Lmb、Lmc是勵磁電感，值為Lm。圖4中的Q1~Q12為650V開關管，圖5中的Q1~Q6為1200V開關管。S1~S3為切換整流模塊串並聯狀態的開關器件。

                                                                                                                  圖6.基波等效電路

其中，vab為諧振腔的交流輸入，vcd為變壓器副邊的交流輸出，isr為變壓器副邊的諧振電流。在等效電路中，交流變量vab、vcd和isr通過泰勒級數展開可以得到其基波分量：

輸出等效阻抗Ro eq可以定義為：

將輸出等效阻抗折算到原邊，如圖6(b)所示，此時等效阻抗Req為：

根據圖6(b)，此時電路可以看作Req和Lr以及Cr在進行分壓，因此可以得到電壓增益的表達式：

其中，質量因數：Q=√(Lr/Cr)/Req，電感比：k=Lm/Lr，諧振頻率：fr=1/(2π√(Lr Cr))，歸一化頻率：fn=fs/fr。電壓增益隨歸一化頻率的變化受參數Q和k的影響。

表1所示是三相LLC變換器的參數規格。

                                                                      表1.三相LLC諧振變換器規格參數

3.2.1 650V器件諧振參數設計

650V器件的電路如圖4所示，根據諧振點的輸入輸出電壓，得到變壓器原副邊變比n=11:9。

變換器採用變母線的方式，輸入電壓配合輸出進行調製。以650V器件的拓撲為例，變壓器副邊並聯，單模塊為半母線電壓，其輸入輸出的對應關係如圖7所示，此時最大和最小的電壓增益為：

                                                                                     圖7.變換器輸入輸出電壓對應關係

文獻[11]給出了參數k和Q的詳細設計過程。隨著Q減小，最高頻率處的電壓增益增加，因此要確保在空載狀態下，最高頻率處的電壓增益可以滿足最小增益的要求。假設Q為最小極限值0，將Q=0帶入增益表達式(6)，可以得到k的最大值：

電池實際工作時，在200V~250V區間進行降額工作，設計過程不將其考慮在內，因此認為Vo min=250V，再考慮設計的裕量，選擇k值為6。

在k值固定的情況下，電壓增益曲線隨著Q值的增加而減小。由於滿載時Q值最大，Q應該在滿載工況下進行設計，滿足在最低的開關頻率點可以實現最大的電壓增益。因此Q的最大值為：

為了提高效率，Q的取值要儘量大，因此選擇Q=0.9Qmax。根據表1，計算變換器的等效電阻值Req=15.14，從而可以得到諧振參數：

3.2.2 1200V器件諧振參數設計

1200V器件的拓撲中變壓器原副邊匝比為650V器件拓撲的兩倍，因此要對參數設計過程進行修正。經過計算，可以得到650V器件拓撲和1200V器件拓撲諧振參數的設計值為：

                                                                                                              表2.三相LLC諧振變換器參數設計結果

根據功率等級，文章選取650V/29mΩ/CFD7系列的TO247-3單管封裝的IPW65R029CFD7。

導通損耗與功率器件的Rdson或VCE特性相關，圖8為不同結溫Tvj下VDS/VCE與電流ID/IC之間的關係。（根據規格書，IPW65R029CFD7的典型Rdson為24mΩ，IMZ120R030M1H的典型Rdson為30mΩ。）

                                                                                                                  圖8.功率器件飽和壓降曲線對比

由上圖可知，650V CoolMOS™的Rdson隨結溫Tvj升高，增加最為明顯，650V IGBT對於結溫Tvj的敏感程度最低。

此外，三個器件的關斷特性如表3和圖9所示。（IMZ120R030M1H的門級關斷電阻Rgoff=2Ω，IKZ75N65EH5的Rgoff=18Ω，二者關斷損耗Eoff數據來自規格書。IPW65R029CFD7規格書未提供Eoff曲線，以官網SPICE模型的Eoff仿真曲線作為參考，Rgoff=5Ω）

                                                                                                                    表3.功率開關管關斷時間的數據表參考

由表3可知，三種器件的關斷時間tf均為10ns左右，考慮到實際應用的Rgoff與規格書可能存在差異，因此具體的數值需要根據工況進行調整。

圖9.功率器件關斷損耗曲線對比

三種功率器件的熱阻RthJC_max對比如表4所示。

                                                                                                             表4.不同器件方案的結殼熱阻

為進一步對上述器件的特性進行分析，比較他們在LLC系統應用中的損耗和結溫等方面的差異,文章將利用PLECS仿真工具，同時對LLC電路和功率器件建模，進行定量仿真分析與對比。

圖2所示為充電樁工作對應的電池負載曲線。實際工作中，變換器需要覆蓋所有的工況。文章中選取了三個典型工作點進行仿真，覆蓋恆壓、恆功率和恆流不同階段的情況，如表5所示。Th為散熱器溫度，Rth_CH為散熱器與功率器件殼之間的熱阻。

                                                                                                      表5.三相LLC諧振變換器仿真工況點

仿真過程採用開環控制，保證電路的可靠有效工作。對於三相LLC原邊開關管而言，每相橋臂的上下兩個開關管互補導通，占空比為0.5，三相之間相移為120°。使用500V輸出電壓作為觸發條件，進行變壓器副邊整流模塊的串並聯切換。

圖10為650V CoolMOS™的仿真波形，Vg1、Vg3、Vg5分別為三相橋臂的上管驅動，ILra、ILrb、ILrc分為三相的原邊諧振電流，波形近似為正弦波。此時輸入電流的紋波為20%，輸出電流的紋波約為12%，相較於傳統的LLC拓撲，電流紋波得到抑制。

                                           圖10.650V CoolMOS仿真波形

PLECS在進行損耗和熱仿真時，模型中要包含導通壓降/電阻、開關損耗Esw等數據。仿真模型數據來自規格書中的曲線，是在特定的平台和工況下測試得到的。

除此之外，需要額外考慮輸出電容Coss充放電的能量Eoss。理想情況下，輸出電容在一個周期內充放電，開關管關斷時，實際關斷損耗等於測量損耗減去Eoss；開通時，實際開通損耗等於測量損耗加上Eoss。對於硬開關器件，開關損耗為關斷損耗與開通損耗之和，因此可以忽略Eoss的影響。但對於ZVS器件，開通損耗不考慮，因此在計算關斷損耗的時候需要額外減去Eoss，如公式(16)所示。由於輸出電容的滯回特性，經過充電再放電的過程，Eoss會有部分能量損失，因此需要給Eoss增加一個係數φ (0~1)。部分器件會在規格書中給出Eoss的值，對於沒有提供Eoss的器件，可以基於Coss與VDS的關係曲線，通過Coss對VDS平方的積分，得到Eoss的值。文章中為了簡化計算，暫不考慮Eoss的影響。

在功率開關管的模型中均包含體二極體或外加二極體的模型，因此在一定的死區時間內，通過二極體續流，可以實現開關管的ZVS軟開關。根據應用考慮，仿真中選擇驅動電阻如表6所示。通常門極電阻Rg越大，功率器件的開關損耗越大。考慮到設計裕量，同時也為了更貼近實際應用，此處設置比規格書稍大一些的電阻Rg作為仿真參考。仿真模型已經考慮了驅動電阻的影響。

                                                                            表6.不同器件方案的驅動電阻

                                                                             表7.650V CoolMOS三相LLC諧振變換器仿真結果

                                                                                                表8.650V IGBT三相LLC諧振變換器仿真結果

                                                                                                表9.1200V CoolSiC三相LLC諧振變換器仿真結果

                                                                                   圖11.三種器件方案結溫對比

從圖11中可以看出，三種開關管均可以滿足結溫要求，其中CoolMOS™結溫表現最好，為112.2°C，而CoolSiC™的結溫最高，為136.5°C。文章中針對結溫的仿真是基於固定的散熱器溫度，若基於相同的實際散熱條件，由於CoolSiC™損耗低，其散熱器溫度會偏低，因此實際結溫也會降低。

而圖12給出了三種器件方案的效率對比，其中CoolSiC™效率最優，IGBT方案的效率最低。

                                                    圖12.三種器件方案效率對比

對於650V的器件方案，雖然CoolMOS™的結溫和效率表現更優，但同樣電流等級下，IGBT具有明顯的成本優勢，可以滿足不同客戶的需求。英飛凌之後也將推出性能優化的快速開關IGBT方案，提升IGBT性能，進一步滿足客戶需求。1200V的方案可以將開關管數量從12顆減少為6顆，降低拓撲複雜度，減少驅動等配套電路的數量。雖然SiC器件單顆成本較高，但是由於器件數量少、配套電路少，並且該方案的高效率可以降低散熱成本和電能成本。因此綜合考慮運行成本等因素，在成本方面反而具有一定的優勢。表10給出了三種器件方案的優缺點，在應用過程中可以根據需求進行選擇。

                                                                                 表10.不同器件方案三相LLC諧振變換器優缺點