簡介
本文將會基於 onsemi 的 NCV12711 這顆 IC ，來設計反激式 DC-DC 變換器，並詳細記述設計思路 & 調試問題。
設計參數：
Vin:8~18V、Vout1:15V/300mA、Vout2:5V 200mA
一、反激原理 & 需要了解的概念
1.1 反激式拓撲結構
如圖 1.1 所示，該拓撲結構分為兩個環路。
電壓環：晶片導通 Mos 管對變壓器初級繞組進行儲能，關斷時初級線圈中的能量通過電磁感應轉移到次級繞組中，Co 將次級繞組中的能量儲存起來形成輸出電壓 Vo，反饋電路負責將 Vo 電壓反饋給晶片，晶片得知當前的 Vo 電壓大小，進行對 Mos 管下一次開通時間的調節。
電流環：晶片通過 Mos 管的下方檢流電阻來進行 Vo 的過電流保護，同時也保護次級。電流環控制優先級大於電壓環。
▲ 圖 1.1
1.2 變壓器同名端
以圖 1.2 為示例，在同一個磁芯上，一個繞組從 1 繞制到 2 ，另一個繞組從 3 繞制到 4 ，那麼 1 和 3 相對應，2 和 4 相對應，頭對頭，尾對尾。頭和尾是相對性的，我們的繞線方向一致，感應出來的電壓就可以進行判斷，同名端這只是個命名問題。
▲ 圖 1.2
1.3 變壓器的感應電壓
變壓器的感應電壓：分為 Mos 管導通 & 關斷的電壓分析。
以圖 1.3.1為示例，當 Mos 管導通時，變壓器初級繞組的電壓為 Vcin ，上正下負，那麼次級繞組的感應電壓為上負下正，而此時是初級電感的儲能階段，次級二極體需要阻止該感應電壓形成的電流迴路，所以需要將二級管放在上方。
▲ 圖 1.3.1
以圖 1.3.2 為示例，當 Mos 管關斷時，變壓器初級繞組的電壓為，上負下正，次級繞組的感應電壓為上正下負，而此時是初級電感的釋能階段，次級二極體導通，給 Co 儲能。
▲ 圖 1.3.2
1.4 一些需要在調試時測量並修正的波形
Vds 波形（Mos 管關斷時的電壓尖峰）：在繞制變壓器時存在的初級漏感、與 Mos 管 Cout 電容形成的 LC 諧振，該諧振在關斷時的第一次產生的電壓尖峰最大，我們需要 RCD 電路來抑制漏感產生的能量，減少 Mos 管的峰值電壓。
Vom 波形 (輸出二極體)：當 Mos 管開通時，電流進行換相，次級漏感與二極體反向恢復電流形成電壓尖峰，我們需要 RC 電路來抑制漏感 & 二極體 irr 產生的能量，減少二極體的峰值電壓。
1.5一些需要知道的名詞與計算公式
變壓器電感儲存能量的公式：W = 1/2*L*I²。
伏秒平衡積：變壓器中的能量（一個周期內）=消耗的能量（一個周期內） 。
磁通密度：B 單位 特斯拉,大多數鐵氧體磁通飽和密度 0.3T（300mT）。
磁場強度: H 單位 安匝/米。
電感常數：AL 單位 Nh/N²，它與電感值、匝數的平方成正比，L = AL*N²*10-9 。
磁芯截面積：Ae 單位 mm²，BPK = （L/（N*Ae））*IPK，可以快速驗證磁芯是否飽和（Bpk 峰值磁通密度，Ipk 電感峰值電流）。
磁芯窗口面積：Aw 單位 mm²。
磁芯面積乘積：Ap 單位 mm^4 (Ae*Aw), Ap = (1.6*Pin)/(Kw-Bmax-fs-J)。
可以根據功率，開關頻率確定合適的磁芯選擇（Kw 窗口利用率取 0.4，Bmax 磁通密度取 0.2T 預留餘量，fs 開關頻率，J繞組電流密度取 6A/mm²）。
漏感：漏感可看作與變壓器初次側電感串聯的寄生電感。在開關管關斷瞬間，這兩個電感中的電流都是 Ipk，即初次級側峰值電流。在開關管關斷時，原邊側電感能量可以(通過輸出二極體)釋放，但漏感（變壓器初次側電感串聯的寄生電感）能量無處可去。因此，它會以巨大的電壓尖峰形式來“發泄怨氣”。
二、NCV12711 原理圖設計
2.1 晶片功能概述 & 參數
▲ 圖 2.1
①、UVLO：輸入電壓欠壓保護引腳
②、FB：輸出電壓反饋引腳,Vref 2.5V
③、SS：在引腳添加旁路電容已設置軟起動時間
④、RT：在引腳添加電阻已設置 PWM 驅動頻率
⑤、COMP：對 FB 腳內部的誤差放大器進行補償，用於電壓環路補償
⑥、CS：電流反饋引腳，Vref 250mV
⑦、GND：
⑧、DRV：Mos 管的柵極驅動引腳，可以提供 ±1A 的驅動電流。
⑨、Vcc： 30Vmax
⑩、Vin：4.5~40V
2.2 晶片內部框圖
如圖 2.2 所示，使用光耦做電壓反饋，將 FB 拉至地，COMP 腳作為電壓反饋。
▲ 圖 2.2
2.3 UVLO 閾值計算
通過圖 2.3 所示可計算出 IC 開始/停止工作的電壓閾值。
▲ 圖 2.3
2.4 軟起動時間計算
通過圖 2.4 所示可計算出 IC 軟起動時間，以削弱 Vds 上電應力。
▲ 圖 2.4
2.5 PWM 驅動頻率選擇 100 Khz
▲ 圖 2.5
2.6 變壓器初次級繞組設計
因 8~18V 的輸入在晶片 Vcc 電壓範圍內、輸出有雙路，設計一共 3 個繞組 N1 為輸入，N2 為 15V 輸出、N3 為 7V5 輸出，如圖 2.6 所示。
▲ 圖 2.6
2.7 光耦反饋設計
光耦反饋電壓採樣端選擇 15V，考慮另外一路通過 LDO 5V 穩壓後輸出。
▲ 圖 2.7
2.8 SCH
圖2.8 中的 RC 吸收電路的阻容值在實際調試中會做修改。
▲ 圖 2.8
三、變壓器的參數計算
3.1 已知參數
輸入電壓範圍：DC 8V~18V
輸出電壓及電流：DC 15V/0.3A、7V5/0.2A（LDO的輸入電壓），以下設計將15V,7V5 輸出功率疊加在一起計算，因計算出 Lp & 匝比後，按匝比計算線圈、線徑進行繞制即可。
開關頻率： Fsw = 100kHz
磁芯： EE13 (適合10W內)，也可通過 AP 計算得出
磁芯參數： Ae = 17.1mm²
3.2 設定參數
效率： η= 80%
最大占空比： Dmax = 0.8（IC 自帶斜波補償）
磁感應強度變化： ΔB = 0.2T
反激電壓： Vor = 15V
為什麼選擇 Vor = 15v？
對於寬壓輸入範圍 8V 至 18V 的情況，輸出電壓為 15V。選擇 Vor 等於輸出電壓 15V，這樣匝比基本為 1:1（不考慮整流管壓降）。在這種情況下，初級的 MOS 管和次級的整流二極體的最大的耐壓都為 33V。
3.3 計算電感量
輸出功率： Po = 6W
輸入功率 ： Pin = 6W/0.8 = 7.5W
輸入最低電壓： Vin(min) = 8Vdc
輸入最高電壓 ： Vin(max) = 18Vdc
輸入平均電流： Iav= Pin/Vin(min) = 0.9375A
計算原邊電感量，我期望變壓器在額定 12V 輸入的情況下工作在 BCM 模式此時的效率是最高的，高於 12V DCM、低於 12V CCM。（BCM (臨界模式)：電感中電流導通關斷期間電流剛好降至為 0 ，CCM （連續模式）：電感中的電流一直不為 0，DCM （斷續模式）：電感中電流下降為 0）。
最大占空比： Dmax = Vor/（Vin(min)+Vor) = 65%
12V 輸入占空比： D12 = Vor/（Vin(12V)+Vor) = 55%
最小占空比： Dmin = Vor/（Vin(max)+Vor) = 45%
原邊電感量： Lp = (Vin(12)*D12)²/(2*Pin*Fsw) = 29uH
輸入峰值電流： ▲I = (Vin(min)*Dmax)/(Lp*Fsw) = 1.79A
Ipeak = Iav +（▲I/2）= 1.83A
3.4 計算匝數
初級匝數： Np = （Lp*Ipeak)/(ΔB*Ae) = 15.5T
初次級匝數比： Np/N2 = Vor/(Vout+0.7V) = 0.955
次級匝數： N2 = Np/0.955 = 16.2T
取整 Np 16T、N2 17T、N3 取8T，（N2、N3 對應原理圖設計的 2.7 小結）。
3.5 計算繞線線徑
計算 CCM 模式最低輸入電壓下的有效值電流，圖 3.5 為原副邊電流波形圖（原副邊電流峰值大小比值 & 匝比呈反比）。
▲ 圖 3.5
3.6 驗證設計
Bmax = (Ip*Lp) / (Np*Ae) = 0.193 < 0.3, 設計合理
Vsm = Vin(max) + Vor = 33V, 加上漏感尖峰 Vsm+Vsm*25% = 41V ,設計合理
Vom = Vin(max)*(Ns/Np) + Vo = 33V,設計合理
3.7 變壓器繞制
如圖 3.7 所示，變壓器順序繞制方式為, N1為初級在最裡層，接下來是 N2、N3。
▲ 圖 3.7
3.8 變壓器設計說明
①、我們最終的變壓器計算其實只是一個估算，是一個預設計。反激式電路具有很大的包容性，因此根據公式計算的結果並不是絕對的，最終還是需要通過調試來優化。例如，計算出來的繞組匝數在實際繞制過程中可能會有所調整，減少或增加一兩匝都是正常的。再比如，電感量也會存在一定的誤差範圍。我們最終的調試目標是確保變壓器的磁性不飽和，效率在可接受範圍內，同時 Vds 尖峰和 Vom 尖峰也在可接受範圍內，這樣就可以認為設計是成功的。
②、繞制的方法有順序繞制和三明治繞制。三明治繞制的方法如下：如第 3.7 小節的圖片所示，線繞順序仍然是 N1、N2、N3，但 N1 會從 1 腳繞滿一層至 2 腳，然後繞制 N2 和 N3，接著再繞制 N1，從第 2 腳開始繞制到 4 腳。這樣做的目的是為了使變壓器的初級和次級繞組耦合更好，從而減少漏感。
③、關於繞制的問題，一般在變壓器設計之初就要考慮使每層繞滿。只有完整的繞組才能保證良好的耦合。如果繞不滿，可以採用雙線或多線並繞的方法。至於疏繞還是密繞，要根據具體的層次來決定。次級繞組一般不能疏繞，否則會影響帶載能力；初級繞組如果疏繞，EMI（電磁干擾）會比較難處理；反饋繞組可以疏繞。
④、當驅動頻率高於 100kHz 時，繞線的線徑不應大於 0.4mm，以避免趨膚效應的影響
四、PCB Layout 注意事項
4.1 初次級功率環路
開關管導通電流峰值是很大的，功率迴路儘可能的小，並增大覆銅走線面積，使阻抗最小。
▲ 圖 4.1
4.2 Cs 採樣
Cs採樣端的電容靠近 ic 放置，走線遠離驅動端並包地。
▲ 圖 4.2
4.3 IC & 驅動功率部分單點接地
▲ 圖 4.3
4.4、PCB 整體布局
▲ 圖 4.4
五、調試
5.1 繞制變壓器
在繞制過程中，我們發現初級繞組和次級 15V 輸出繞組繞滿一層時為 13 匝。根據第3.7 小節的說明，繞組繞滿一層的耦合效果最佳，因此我們決定減少 3 匝。雖然在感量不變的情況下，所用磁通密度 Bmax 會稍微增大一些，但仍在設計參數範圍內。次級 7.5V 的輸出繞組可以選擇繞 6 匝或 7 匝。
繞制完成後，打磨磁芯，使其得到我們計算的 29uH 電感量。
測量漏感（Lledakage = 0.7uH），在調試 RCD 迴路中需要用到。
5.2 測試光耦反饋是否正常
使用 DC 電壓源連接到 15v 輸出端，並將萬用表調至電阻擋位，夾在光耦的 CE 端。然後，將 DC 電壓源調整至略高於 15V 的電壓（例如 15.1V 或 15.2V）。此時，如果萬用表顯示的阻抗下降，則說明電壓反饋正常工作。
5.3 上電測試Vds波形，調整 RCD 電壓尖峰吸收迴路
如圖5.3.1所示，這是 12V 輸入時，開路 RCD 電壓吸收尖峰迴路的波形，Vds 尖峰就是變壓器漏感*Mos 管 ds 寄生電容產生的諧振最高點。LC 的震盪頻率為 14.37Mhz。
▲ 圖 5.3.1
▲ 圖 5.3.2
我們可以根據圖5.3.1波形去計算圖5.3.2所需要的 R & C的阻容值。根據選型的 Mos 管耐壓為 60V，我們需降額 0.8 使用，那麼已知參數 Vdsmax = 48V，Vin = 18V、Vor = 15V、Fs = 100Khz、Lledakage = 0.7uH、Ipeak = 1.83A，帶入如下公式即可計算得到 R & C 的阻容值，在計算式應先計算 Pclamp ，保證電阻的功率是不超額的。
- Rclamp = 2*(Vdsmax-Vin)*((Vdsmax-Vin)-Vor)/(Fs* Lledakage*Ipeak²) = 4000Ω
- Cclamp = 2.5/(Rclamp*Fs) = 6.3nF
- 耗散功率Pclamp = 0.5* Lledakage*Ipeak²*Fs*( Vdsmax-Vin)/(( Vdsmax-Vin)-Vor) = 226mW
擴展：如何抑制開關 LC 振盪？
圖5.3.1所示，LC 的震盪頻率為 14.37Mhz，我們可以通過在 Mos 管 DS 兩端並聯 RC 電路實現，如圖 5.3.3 所示。
▲ 圖 5.3.3
- R = 2*PI*FLC* Lledakage = 69.54Ω
- 耗散功率Pclamp = C*(VdsMax-Vin)²* Fs
在計算 C 的容值時要考慮電阻的功耗，以耗散功率 50mW 為例，則 C的電容值為 0.55nF。實際應用選取時可以使用 68Ω、470pF的RC吸收。
接下來我們看一下計算好的 RCD 阻容 & RC抑制振鈴在電路中的實際效果，圖 5.3.4
▲ 圖 5.3.4
5.4 上電測試 Vom 波形，調整次級測 RC 電壓尖峰吸收迴路
圖5.4.1 為輸出二極體側開路RC吸收迴路的LC震盪波形。
▲ 圖 5.4.1
根據 5.3 小節中的如何抑制 LC 震盪公式可以計算出 RC 阻容值為 R = 199.8Ω，C = 4.67nF，實際取值 200Ω、4.7nF 即可。
接下來我們看一下計算好的 RCD 阻容 & RC 抑制振鈴在電路中的實際效果。圖 5.4.2
▲ 圖 5.4.2
5.5 Vds、Vom 電壓與器件選型的關係
Vds：
拋開變壓器漏感，決定初級 LC 震盪的頻率與尖峰與 Mos 管的 DS 寄生電容有關，但 Datasheet 中給出的參數是在額定的 DS 電壓下測量出來的，它和夾在 DS 兩端的電壓成平方的比值，除非你用到的電壓剛好是 Datasheet 中測試的條件。當然所選用的 Mos 管寄生電容越小越好，但也可以根據被動器件去壓制 Vds 尖峰電壓。
Vom：
拋開變壓器漏感，決定次級 LC 震盪的頻率與尖峰與二極體的節電容、反向恢復時間有關。控制 G mos 開關的導通速度，利用 Mos 管的米勒平台， MOS 管開通越慢，二極體正向電流下降就越慢，二極體反向恢復電流下降就越慢，反向恢復電流下降導致的二極體串聯電感上感應出的壓降就越小，Vom 電壓尖峰就越小。這也會導致 mos 的熱損耗。
5.6 輸出電容的選取
在高頻開關電源中，我們需要低的 ESR 器件 ，來降低輸出紋波，可以使用固態電解、或多個電容器並聯。但是如果你想要為了降低紋波而給僅有電解電容作為輸出濾波電容的開關電源，加一個 100nF 的陶瓷電容來濾掉紋波，其實沒什麼作用，電容的 ESR 和阻抗是兩回事。電容在低頻段都是容抗主導，超過諧振頻率後轉為感抗主導。
5.7 輸出紋波、動態負載、啟動時間等測試波形
輸出紋波：ViN = 12 V, 15VlouT =0.4A,15VPK 2.3mV
動態負載: ViN = 12 V, louT =from 0 A to 0.3 A, Slew Rate 1.5 A/us （電流鉗方向夾反了）15VPK 73mV、iout
啟動時間：8Vin、15V/400mA 、Vdsmax 49.83V、Vthon 額定帶載啟動時間 31.6ms
啟動時間：18Vin、15V/400mA 、Vdsmax 49.83V、Vthon 額定帶載啟動時間 24.0ms
六、總結
本文簡要介紹了 onsemi ncv12711 的特性和功能，並以反激式 DC-DC 隔離電路為例，詳細闡述了其工作原理和設計中的計算過程，同時提供了一些設計時需要注意的事項。
七、參考文獻
(1) NCV12711ADNR2G_Datasheet.pdf
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