在功率轉換市場中，尤其對於通信/伺服器電源應用，不斷提高功率密度和追求更高效率已經成為最具挑戰性的議題。對於功率密度的提高，最普遍方法就是提高開關頻率，以便降低無源器件的尺寸。零電壓開關(ZVS)拓撲因具有極低的開關損耗、較低的器件應力而允許採用高開關頻率以及較小的外形，能夠以正弦方式對能量進行處理，開關器件可實現軟開閉，因此可以大大地降低開關損耗和雜訊。
在這些拓撲中，移相ZVS全橋拓撲在中、高功率應用中得到了廣泛採用，因為借助功率MOSFET的等效輸出電容和變壓器的漏感可以使所有的開關工作在ZVS狀態下，無需額外附加輔助開關。然而，ZVS範圍非常窄，續流電流消耗很高的迴圈能量。
關於移相全橋拓撲中功率MOSFET的失效問題，其主要原因是：在低反向電壓下，MSOFET體二極體的反向恢復較慢。另一失效原因是：空載或輕載情況下，出現Cdv/dt直通。在LLC諧振變換器中的一個潛在失效模式與由於體二極體反向恢復特性較差引起的直通電流相關。即使功率MOSFET的電壓和電流處於安全工作區域，反向恢復dv/dt和擊穿dv/dt也會在如啟動、超載和輸出短路的情況下發生。
LLC諧振半橋變換器
LLC諧振變換器與傳統諧振變換器相比有如下優勢：
- 寬輸出調節範圍，窄開關頻率範圍
- 即使空載情況下，可以保證ZVS
- 利用所有的寄生元件，來獲得ZVS
LLC諧振變換器可以突破傳統諧振變換器的局限。正是由於這些原因，LLC諧振變換器被廣泛應用在電源供電市場。LLC諧振半橋變換器拓撲如圖1所示，其典型波形如圖2所示。圖1中，諧振電路包括電容Cr和兩個與之串聯的電感Lr和Lm。作為電感之一，電感Lm表示變壓器的勵磁電感，並且與諧振電感Lr和諧振電容Cr共同形成一個諧振點。
重載情況下，Lm會在反射負載RLOAD的作用下視為完全短路，輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串聯。因此，諧振頻率由負載情況決定。Lr和Cr決定諧振頻率fr1，Cr和兩個電感Lr、Lm決定第二諧振頻率fr2，隨著負載的增加，諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓器和諧振電容Cr決定的最大值和最小值之間變動，如公式1、2所示。
（公式1）
（公式2）
圖1. LLC諧振變換器
圖2. LLC諧振變換器的典型波形
LLC諧振變換器的失效模式
一，啟動失效模式
圖3. 啟動時功率MOSFET的測得波形
圖4. 啟動時功率MOSFET的模擬波形
圖3和圖4給出了啟動時功率MOSFET前五個開關波形。在變換器啟動開始前，諧振電容和輸出電容剛好完全放電。與正常工作狀況相比，在啟動過程中，這些空電容會使低端開關Q2的體二極體深度導通。因此流經開關Q2體二極體的反向恢復電流非常高，致使當高端開關Q1導通時足夠引起直通問題。啟動狀態下，在體二極體反向恢復時，非常可能發生功率MOSFET的潛在失效。圖5給出了LLC諧振半橋變換器啟動時的簡化波形。
圖6給出了可能出現潛在器件失效的工作模式。在t0~t1時段，諧振電感電流Ir變為正。由於MOSFET Q1處於導通狀態，諧振電感電流流過MOSFET Q1溝道。當Ir開始上升時，次級二極體D1導通。因此，式3給出了諧振電感電流Ir的上升斜率。因為啟動時vc(t)和vo(t)為零，所有的輸入電壓都施加到諧振電感Lr的兩端。這使得諧振電流劇增。
（公式3）
圖5. 啟動狀態下潛在失效模式的簡化波形
在t1~t2時段，MOSFET Q1門極驅動信號關斷，諧振電感電流開始流經MOSFET Q2的體二極體，為MOSFET Q2產生ZVS條件。這種模式下應該給MOSFET Q2施門極信號。由於諧振電流的劇增，MOSFET Q2體二極體中的電流比正常工作狀況下大很多。導致了MOSFET Q2的P-N結上存儲更多電荷。
在t2~t3時段，MOSFET Q2施加門極信號，在t0~t1時段劇增的諧振電流流經MOSFET Q2溝道。由於二極體D1依然導通，該時段內諧振電感的電壓為：
該電壓使得諧振電流ir(t)下降。然而
很小，並不足以在這個時間段內使電流反向。在t3時刻，MOSFET Q2電流依然從源極流向漏極。另外，MOSFET Q2的體二極體不會恢復，因為漏源極之間沒有反向電壓。
下式給出了諧振電感電流Ir的上升斜率：
（公式4）
在t3~t4時段，諧振電感電流經MOSFET Q2體二極體續流。儘管電流不大，但依然給MOSFET Q2的P-N結增加儲存電荷。在t4~t5時段，MOSFET Q1通道導通，流過非常大的直通電流，該電流由MOSFET Q2體二極體的反向恢復電流引起。這不是偶然的直通，因為高、低端MOSFET正常施加了門極信號；如同直通電流一樣，它會影響到該開關電源。這會產生很大的反向恢復dv/dt，有時會擊穿MOSFET Q2。這樣就會導致MOSFET失效，並且當採用的MOSFET體二極體的反向恢復特性較差時，這種失效機理將會更加嚴重。
(a) t0-t1
(b) t1-t2
(c) t2-t3
(d) t3-t4
(e) t4-t5
圖6. LLC諧振半橋變換器的潛在失效工作模式
二，超載失效模式
圖7給出了不同負載下LLC諧振變換器的直流增益特性曲線。根據不同的工作頻率和負載可以分為三個區域。諧振頻率fr1的右側(藍框)表示ZVS區域，空載時最小第二諧振頻率fr2的左側(紅框)表示ZCS區域，fr1和fr2之間的可能是ZVS或者ZCS，由負載狀況決定。所以紫色的區域表示感性負載，粉色的區域表示容性負載。圖8給出了感性和容性負載下簡化波形。當開關頻率fs<fr2，諧振電路的輸入阻抗為容性。因此，諧振電路電流超前於MOSFET兩端電壓的基波量；MOSFET電流在其開通後為正，在其關斷前為負。
圖8. 容性負載（a）和感性負載（b）時的簡化波形
MOSFET在零電流處關斷。在MOSFET開通前，電流流過另一個MOSFET的體二極體。當MOSFET開關開通，另一個MOSFET體二極體的反向恢復應力很大。由於大反向恢復電流尖峰不能夠流過諧振電路，它將流過另一個MOSFET。這就會產生很大的開關損耗，並且電流和電壓尖峰能夠造成器件失效。因此，變換器需要避免工作在這個區域。
對於開關頻率fs>fr1，諧振電路的輸入阻抗為感性。MOSFET電流在開通後為負，關斷前為正。MOSFET開關在零電壓處開通。因此，不會出現米勒效應從而使開通損耗最小化。
MOSFET的輸入電容不會因米勒效應而增加。而且體二極體的反向恢復電流是正弦波形的一部分，並且當開關電流為正時，會成為開關電流的一部分。因此，通常ZVS優於ZCS，因為它可以消除由反向恢復電流、結電容放電引起的主要的開關損耗和應力。
圖9給出了超載情況下工作點移動軌跡。變換器正常工作在ZVS區域，但超載時，工作點移動到ZCS區域，並且串聯諧振變換器特性成為主導。超載情況下，開關電流增加，ZVS消失，Lm被反射負載RLOAD完全短路。
這種情況通常會導致變換器工作在ZCS區域。ZCS（諧振點以下）最嚴重的缺點是：開通時為硬開關，從而導致二極體反向恢復應力。此外，還會增加開通損耗，產生雜訊或EMI。
圖9. 依賴負載條件LLC諧振變換器的工作點
二極體關斷伴隨非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt條件 下，會產生很高的反向恢復電流尖峰。這些尖峰會比穩態開關電流幅值大十倍以上。該大電流會使MOSFET損耗大大增加、發熱嚴重。MOSFET結溫的升高會降低其dv/dt的能力。在極端情況下，損壞MOSFET，使整個系統失效。在特殊應用中，負載會從空載突變到超載，為了能夠保持系統可靠性，系統應該能夠在更惡劣的工作環境中運行。
圖10. 超載時功率MOSFET的測量波形
圖11. 超載時功率MOSFET的模擬波形
圖12. 超載時潛在失效模式的簡化波形
圖10和圖11給出了超載時功率MOSFET開關波形。電流尖峰發生在開通和關斷的瞬間。可以被認作是一種“暫時直通”。圖12給出了超載時LLC諧振變換器的簡化波形，圖13給出了可能導致器件潛在失效問題的工作模式。
在t0~t1時段，Q1導通，諧振電感電流Ir為正。由於MOSFET Q1處於導通狀態，諧振電流流過MOSFET Q1溝道，次級二極體D1導通。Lm不參與諧振，Cr與Lr諧振。能量由輸入端傳送到輸出端。
在t1~t2時段，Q1門極驅動信號開通，Q2關斷，輸出電流在t1時刻為零。兩個電感電流Ir和Im相等。次級二極體都不導通，兩個輸出二極體反向偏置。能量從輸出電容而不是輸入端往外傳輸。因為輸出端與變壓器隔離，Lm與Lr串聯參與諧振。
在t2~t3時段，MOSFET Q1依然施加門極信號，Q2關斷。在這個時段內，諧振電感電流方向改變。電流從MOSFET Q2的源極流向漏極。D2開始導通，D1反向偏置，輸出電流開始增加。能量回流到輸入端。
在t3~t4時段，關斷MOSFET Q1和Q2的門極信號，諧振電感電流開始流過MOSFET Q2的體二極體，這就為MOSFET Q1創造了ZCS條件。
在t4~t5時段，MOSFET Q2開通，流過一個很大的直通電流，該電流由MOSFET Q1體二極體的反向恢復電流產生。這不是偶然的直通，因為高、低端MOSFET正常施加了門極信號；有如直通電流一樣，它會影響到該開關電源。這會形成很高的反向恢復dv/dt，時常會擊穿MOSFET Q2。這樣就會導致MOSFET失效，當使用的MOSFET體二極體的反向恢復特性較差時，這種失效機理會更加嚴重。
(a) t1-t2
(b) t1-t2
(c) t2-t3
(d) t3-t4
(e) t4-t5
圖13. 超載時LLC諧振半橋變換器的潛在失效工作模式
三，短路失效模式
最壞情況為短路。短路時，MOSFET導通電流非常高 （理論上無限高），頻率也會降低。當發生短路時，諧 振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡化為由Cr和 Lr組成的諧振電路，因為Cr只與Lr發生諧振。因此圖12 省略了t1~t2時段，短路時次級二極體在CCM模式下連續 導通。短路狀態下工作模式幾乎與超載狀態下一樣，但 是短路狀態更糟糕，因為流經開關體二極體的反向恢復 電流更大。
圖14. 短路時功率MOSFET的測量波形
圖15. 短路時功率MOSFET的模擬波形
圖14和圖15給出了短路時功率MOSFET的開關波形。短路的波形與超載下的波形類似，但是其電流的等級更高，MOSFET結溫度更高，更容易失效。
注：文章引用onsemi公眾號公開文章"解析LLC諧振半橋變換器的失效模式“，原網站：解析LLC諧振半橋變換器的失效模式 (qq.com)
瞭解更多內容請訪問以上原網站及onsemi 官方網站Intelligent Power and Sensing Technologies | onsemi
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