在使用數據表中的熱特性參數時，如何做出設計決策經常存在一定的誤區。本文將幫助您了解如何解讀數據表中的熱參數：包括如何選擇 θ 與 ψ 及其計算，以及如何以實用的方式將其應用於設計。之前我們討論過穩態數據，今天重點將放在瞬態數據上。
瞬態數據
瞬態結果可以呈現為發熱曲線、占空比曲線、熱-RC-網絡模型或熱-RC 數學模型的形式。能配合以上任一描述方法使用的可能還有一個“sqrt(t)”表面發熱模型，它適合其他方法無法處理的特別短時間的發熱情況。
發熱曲線
發熱曲線（也稱為瞬態響應曲線或單脈衝發熱曲線）顯示了在特定環境下，在結處輸入恆定功率時，器件的結溫如何隨時間升高。在下圖中，很明顯，對於短於約 0.2 秒的時間，相關器件具有相同的熱瞬態響應，與安裝在哪種電路板上無關。在 0.1 秒和 1 秒之間的某個地方，電路板的影響開始顯現；到 1000 秒時，這兩個特定示例環境之間的差異（約 50°C/W）明顯大於器件本身在 0.2 秒時的原始貢獻 (5-6°C/W)。因此，如果同一發熱曲線圖上描繪了
兩種不同環境，人們就可以知道環境何時開始發揮作用，以及有多少是由於封裝本身造成的。
圖 1. 典型發熱曲線注意瞬態發熱曲線上出現一些其他“穩態”θ 或 ψ 值的點，這也可能很有用。例如，ψ-JL 或 ψ-JB 值可能大致出現在兩條不同環境曲線分開的點。可能會給出兩個不同的 ψ-J-tab 值，每種安裝條件對應一個。在這種情況下，可以看出它們在兩條曲線上大致同時出現。因此，人們可以使用 ψ-JL 值來幫助確定封裝效應“結束”和環境效應“開始”的時間尺度，即使只有一條環境曲線（例如給出了 1 英寸焊盤曲線，但沒有給出最小焊盤電路板曲線）也無妨。
（公式18）有時發熱曲線以引線溫度或電路板溫度為基準，而不是以環境溫度為基準，在使用曲線時務必注意這一細節。顯然，對於特定的應用和環境，如果曲線最終達到穩態 θ 值，那麼該計算將產生穩態結溫。
發熱曲線可用於估計更複雜的功率情況。為了確保完全的一般性，可以使用單脈衝曲線來模擬具有斜坡或光滑曲線而非方邊的非周期性功率輸入。圖 2 展示了這種分析所涉及的基本步驟。
圖 2. 一種複雜的非周期性功率分析
從上圖開始，黑色跡線代表實際功率輸入。該圖中橙色的方形化跡線是實際功率輸入的近似——基於恆定功率的矩形塊。通常試圖保持總能量輸入的正確性，即確保近似曲線下方的面積與真實功率曲線下方的面積相同。標記為 1-4 的點是需要估計溫度的點。點 1 和 3 旨在捕捉局部峰值溫度，點 2 旨在捕捉局部最低溫度。這意味著，方邊近似的精確時間選擇將決定這些局部極值發生的時間，而不一定是“實際”功率輸入波形所決定的確切時間。
在第二幅圖中，近似功率輸入（現在顯示為橙色虛線）被分解為一系列恆定功率步進，標記為 A-L。功率步進的相對幅度是引入每個新步進時的功率變化。因此，請注意，A、C、E 和 G 是趨正步進，所有其他步進都是趨負步進。第三幅圖顯示了每個功率步進引起的瞬態響應。每個響應都是基本單脈衝響應，根據相關功率步進的幅度進行縮放。底部圖形顯示了由此產生的溫度曲線，並指出了計算溫度所需的各部分的淨貢獻。顯示點 4 處的響應主要是為了說明可以在任何關注的時間計算溫度，無論它是否對應於功率的變化；所需要的只是包括每個在目標時刻之前就已經開始的步進，根據自每次啟動以來經過的時間來計算其貢獻。顯然，這可以在功率輸入曲線中的任何地方進行，例如在 tF 和 tG 之間的任何地方。
有時會出現一個困難，那就是 R(t) 曲線可能需要以非常高的精度讀取，但這種精度好像無法獲得。例如，前面的例子要求精確讀取幾對附近的 R(t) 值，以便可以使用它們之間的微小差異來計算溫度變化。建議方法是假設在很小的間隔內，瞬態曲線可以用冪律表示，其形式如下：
（公式19）
給定兩個相距足夠遠以涵蓋任何特定目標範圍的點（但又足夠近以通過一個直線段連接），冪律指數 n 可計算如下：
（公式20）
那麼，與 t 相距很近的 t+ε 處的值可以計算如下：
（公式21）
不過，當估計具有長間隔但周期性重複的短波序列的峰值溫度時，可以通過一種不同的方法來使用單脈衝發熱曲線。例如（參見圖 3 和圖 4），考慮 10 個 100 W 脈衝，周期為 1 毫秒，占空比為 5%（即 0.05 ms 開，0.95 ms 關）；然後每隔 100 毫秒，重複相同的脈衝序列。如此持續 45 秒。問題是，在這種情況下達到的最高溫度是多少？
圖 3. 周期性短脈衝序列問題圖
在回答這個問題之前，我們必須先確定何時將發生此情況，這在本例中顯而易見。它將發生在 45 秒時間點結束時最後一個脈衝序列末尾的第 10 個脈衝結束時。既然知道了應於何時求得溫升，我們就可以求出溫升量，我們可以將其分成三部分。
假設所用器件的瞬態響應如圖 1 所示，電路板具有 736 mm2的銅面積。首先，從圖 2 的上部可知，需要關注總體平均功耗。每 100 ms 中，施加 100 W 功率的時間為 10x0.05 ms，其餘時間功率為零。因此，從整體波形來看，平均功率為 (10*100*0.05/100) = 0.5 W。此平均功率給系統增加了一個“背景”溫升，因此我們通過假設施加恆定的 0.5 W 功率 45 s 來獲得此溫升。顯然，在我們為這個例子選擇的環境中，整個系統在 45 秒時還沒有達到穩態。但從單脈衝曲線來看，我們可以說在 45 秒時，R(t) 約為 30°C/W，因此背景溫升將是 0.5W * 30°C/W，即 15°C。
圖 4
類似地，由 10 個快速脈衝組成的每個脈衝序列可以被視為位於該背景平均值之上的短“恆定”功率塊。對於由 10 個快速脈衝組成的一個塊，其“平均”功率為 (10*100*0.05/9.05) = 5.5 W。在每個 10 脈衝序列之間，電源關閉的時間很長 (90.95 ms)，以至於溫度基本上會一直下降到“背景”溫升，無論當前序列開始時的溫升是多少。同樣，在 9.05 ms 時讀取單脈衝曲線，我們發現 R(t) 約為 3.6°C/W，因此在每個短序列中的第 10 個脈衝結束時，平均溫升將為 (5.5 – 0.5) W * 3.6°C/W，即大約 18°C。
最後我們必須問的是，在這個問題的准平均結溫附近，每個 100 W 脈衝的溫升是多少。我們已經確定，在 45 ms 結束時，0.5 W 將轉化為 15°C 的上升；每次一個 10 脈衝序列發出時，另 5 W 將導致 10 個脈衝中的第一個脈衝和最後一個脈衝之間的溫度淨上升 18°C。那麼，在每 10 個脈衝的最後一個脈衝上會發生什麼？100 W 中的 94.5 W在脈衝開始之前的溫度基礎上產生溫度“尖峰”。同樣，從單脈衝發熱曲線來看，R(0.05 ms) 約為 0.45°C/W，因此最後一個 94.5W 脈衝會使累積溫升再增加 94.5*0.45 = 43°C。因此，我們的結論是，在本例中的 45 秒時間點時，即最後一個脈衝結束時，峰值溫度將比環境溫度高 15+18+43=76°C。顯然，由於讀取單脈衝響應圖的精度不足，該結果存在一些固有的不確定性。如果需要比這更高的精度，可以使用熱 RC 模型。這些將在下文中討論。但是，在討論該主題之前，需要介紹瞬態發熱曲線的另一個應用或擴展。
占空比曲線
瞬態發熱曲線也可稱為“單脈衝發熱”曲線，這是因為它是從一個為響應突然施加的恆定功率而產生結溫升高的實驗或模型推導出的——施加發熱功率或“脈衝”的時間越長，結溫就越高。顯然，發熱功率可以在任何時刻關閉，該時刻的溫升可以得知。因此，無論脈衝實際上是關閉的，還是繼續進行，並以越來越長的時間收集更多數據，所得曲線都可以解釋為單個脈衝的結果，其“寬度”在 x 軸上示出。這自然讓我們想到這樣一個問題：如果一個脈衝周期性重複，而不是施加一次後就再也不施加，會發生什麼？
如果將寬度相等且間隔規則的方脈衝序列施加到器件上，結果將是單脈衝發熱曲線可以轉換成一個曲線族，每條曲線代表一旦脈衝序列施加足夠長的時間，最終將達到的峰值結溫。這些曲線一般被稱為“占空比”曲線，並通過“開啟”時間的百分比進行參數化。下面的圖 5 顯示了對圖 1 所示的 1 英寸焊盤熱測試板的單脈衝曲線進行轉換所產生的占空比曲線族。
圖 5. 典型占空比曲線
圖中的 x 軸是單個脈衝寬度，即“開啟”時間。因此，如果脈衝寬度為“t”，周期總長度為“p”，則占空比 d 將為 t/p。為了讀取圖表，我們計算出關注的脈衝序列的“開啟”時間的百分比，然後查找該特定“開啟”時間的相應瞬態響應值。這會給出一個值，通常表示為 R(t,d)，單位為 °C/W。這些是方波，因此峰值功率為各個脈衝的高度。請注意，要計算峰值溫升，必須使用脈衝的峰值功率，而不是平均功率 3。
（公式22）如果 d 非常小，那麼結果就是原始曲線。然而，對於任何有限的 d，無論關注的脈衝有多短，占空比曲線都會攜帶來自原始曲線的穩態端的貢獻，即 R(∞)。
給定適當的單脈衝曲線，如果脈衝序列是周期性的，則方波占空比曲線可以提供近似值以節省時間。例如，梯形或三角形的脈衝、部分正弦波等可以用具有相同總能量的方形脈衝來近似，其中等效方形脈衝的高度和寬度經過調整，使得脈衝的末端與峰值溫度的時刻重合——儘管這本身可能需要一些經驗來判斷何時可能發生這種情況。
熱RC網絡模型
圖 6. 接地電容熱網絡（“Cauer”階梯）
圖 6 和圖 7 顯示了典型的“接地電容”熱梯形網絡。事實上，可以選擇任何電阻網絡拓撲來表示物理熱系統。接地電容網絡的主要優勢在於它源自基本傳熱物理原理。網絡中的每個節點都通過電容連接到熱接地。如果使用簡單的節點鏈，則可以方便地繪製如圖 6 所示的網絡，它類似於一個梯子，不過由於每個梯級的下邊緣直接接地，梯級之間的連接基本上是通過電阻實現的。為清楚起見，通常會完全省略電容，在這種情況下，圖 7 是一個等效模型。諸如圖 6 或圖 7 所示的接地電容網絡被稱為 Cauer 階梯。
想想峰值功率對應峰值溫度，如果這有所幫助的話。但要了解為什麼會這樣，請考慮單脈衝曲線相當於 0% 占空比情況。對於給定的脈衝寬度，如果唯一變化的量是周期，那麼當從一條曲線移動到另一條曲線時，您將保持在 x 軸上的相同位置。當周期趨於無窮大時，最終會得到 0% 或單脈衝曲線；但如果您乘以的冪是平均功率，那麼您也會向零功率平均值移動，因此對於固定脈衝寬度，溫升將接近零。顯然這是不正確的，因為單脈衝曲線的主要目的是根據脈衝開啟時的功率水平給出實際溫升，因此顯然您應該使用瞬時功率水平，而不是平均功率水平。
此網絡來源於實際的物理學，所以至少有機會將來自物理系統內不同點的實驗數據與網絡模型的各個特定節點相關聯。例如，當從結移動到環境時，我們可能會按以下順序找到對應於節點的物理位置：矽結、矽片背面、引線框邊緣、引線（在封裝邊界處）、引線（在電路板接口處）、電路板（在離封裝一定距離處），最後是環境。當然，我們可能沒有任何要關聯的中間位置數據，或者我們擁有的中間數據可能沒有碰巧落在模型的一個節點上。另外，該物理系統可能無法由這樣一個簡單的電阻鏈來很好地表示，因此除了結本身之外，不可能有其他相關性。只有在單一接地路徑占主導地位的情況下，這種簡單的線性電阻拓撲才能在中間節點產生良好的相關性。不過，重點是這樣的相關性是可能存在的。
非接地電容網絡
對比圖 6 的接地網絡和圖 8 的非接地電容網絡。圖 8 是由電阻和電容組成的真正“梯形圖”，有時稱為 Foster 階梯。每個梯級通過電阻和電容連接到下一梯級，只有最後一個電容直接連接到熱接地。
雖然一開始可能很難理解，但此網絡沒有物理基礎。在熱/電類比中，熱電容就是儲存能量的元件，該能量僅基於一個溫度，即它代表的熱質量所歸屬的節點的溫度。因此，如果熱電容的能量儲存基於網絡中兩個未接地節點的溫差，是沒有物理意義的。然而，Foster 階梯背後有數學上的簡明性。在其數學描述中，我們發現每個電阻-電容對都為整體系統響應貢獻一個“幅度”，以及與該幅度相關的唯一時間常數。事實上，Foster 階梯可以被視為真實瞬態響應曲線的數學擬合示意圖。給定結溫與時間的瞬態響應曲線，由幅度和時間常數組成的一系列指數項可以擬合到所需任意精度的曲線。完成擬合後，這些項可以解釋為 RC 階梯，其中每個幅度是一個電阻，每個時間常數是其相關電阻與並聯電容的乘積。
Cauer 與 Foster 階梯的對比
顯然，代表Foster 階梯的數學項可以任何順序相加以獲得相同的和。因此，示意圖的梯級可以任何順序列出，但代表的是同一響應！由於總體響應不受各個梯級重新排序的影響，因此任意兩個梯級之間的任何其他節點的溫度雖然可以計算，但在物理上沒有意義。相比之下，儘管 Cauer 網絡必須具有包括幅度和時間常數的數學表示，但人們發現，每個幅度和每個時間常數都依賴於每個電阻和每個電容，它們之間的關係高度複雜，在代數上難以處理，並且與網絡中元件的物理位置密切相關。
即便如此，Foster 網絡通常也是用從結到環境的順序排列的梯級來繪製，最小值在結端，最大值在環境端。這在外觀上類似於典型的 Cauer 階梯，後者幾乎總是讓最小的元件最靠近結，讓最大的元件最靠近熱接地。但在 Cauer 階梯中，選擇不是任意的；相反，它是由模型中時間響應和位置之間的內在關係決定的。
那麼，這使我們處於什麼樣的狀況？當需要物理上有意義的模型時，接地電容模型最有用，例如將封裝與環境分離，以便用代表不同環境的不同網絡替換網絡中的環境部分。然而，為了更好地利用接地電容模型，需要電路仿真工具。當然，如果正在使用電路仿真工具進行熱計算，那麼可以將任何複雜的時變功率輸入作用於電路，而不會產生特別的成本。最後，多個熱源模型可以用相同的設施構建，而且可以毫無困難地管理任意數量節點處的任意複雜的異步功率輸入。
另一方面，非接地電容模型在數學上非常簡單，利用基於電子表格的工具便可進行非常詳細的熱計算。雖然在非接地電容模型中，只有結被設計成具有與物理現實的相關性，但事實仍然是，如果模型能夠產生適用於特定環境的已知瞬態響應，那麼它就可以成功用於任意複雜功率輸入的溫度預測。甚至可以利用等效的非接地網絡構建多輸入熱模型。
還應該提及的是，每個 Cauer 階梯都有一個等效的 Foster 階梯，反之亦然。從一個階梯到另一個階梯的轉換是非平凡操作，但確實存在用於此目的的算法。安森美數據表一般提供兩個等效網絡，懂行的客戶可以利用每個網絡的優勢。
註：文章引用onsemi公眾號公開文章"分裝技術開發要點：如何解讀數據表中的瞬態熱特性數據“，原網站：封裝技術開發要點：如何解讀數據表中的瞬態熱特性數據 (qq.com)
了解更多內容請訪問以上原網站及onsemi 官方網站Intelligent Power and Sensing Technologies | onsemi
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