引言
目前整個世界趨勢講究綠能環保，以電能取代傳統的石化燃料；所以選用高效率、高功率的元件，是解決環境污染和降低碳排放的關鍵。IGBT 擁有高輸入阻抗及低導通壓降(低導通阻抗)的優點，在一些高效率設備上通常會選擇 IGBT 作為功率控制元件，例如電動車、馬達驅動器、風力/太陽能發電、再生能源逆變器(Renewable Energy Inverter)及 UPS 不斷電系統…等，因此使用 IGBT的設備將在未來幾年蓬勃發展。 本文首先簡單說明一下有關 IGBT 的主要特性，再介紹 IGBT 閘極驅動器 EL3120 在不同的應用需求中常見的電路配置型態。
Insulated Gate Bipolar Transistor ( IGBT)簡介：
絕緣閘雙極電晶體（IGBT）結合了金氧半場效電晶體(MOSFET)和雙極性電晶體（BJT）兩者的特性，具有 MOSFET 快速開關與 BJT 高電流導通的性能，此外，IGBT 具有較低的導通壓降及較高的耐壓，電路模型可以簡化為由 MOSFET 作為驅動電晶體的等效電路，如圖 1 所示。圖 2 為 IGBT常用的代表符號。
圖. 1 - IGBT 等效電路 圖. 2 - IGBT 模組代表符號
IGBT 開關電氣特性
圖. 3 - IGBT 寄生電容
IGBT 的寄生電容（表 1）
IGBT 在切換到導通狀態過程中，閘極充電電壓會有一段區間變得平坦，稱之為米勒平台，其中米勒電容（CGC）會影響米勒平台的時間長短，進而影響 IGBT 開啟與關閉的速度。IGBT 閘極的充電過程如圖 4 所示，閘極充電至額定電壓所需的電荷量為（Qg），在 IGBT 規格書上可得知此參數。
圖.4 閘極電壓充電波形
IGBT 的導通行為如下圖 5 所示。從時間 t0 到 t1，驅動器開始對閘極(CGE）開始充電, 直到閘極-射極電壓達到 VGE(th)，在這段時間內 IGBT 不會導通，集極電壓和電流都保持不變，稱為開啟延遲。 t1 到 t2 時，閘極電壓持續上升超過 VGE(th)以上，此時集極電流 Ic 開始上升，當電流達到負載電流後此區間結束，此時由於 VCE 依然維持高電壓，故此區間的切換損失最大，所以在設計時需要考慮 di/dt 斜率的大小以減少切換損失。在 t2-t3 期間，集極電壓開始快速下降，而 IGBT 承載滿載電流，此區間結束後閘極電壓會暫時拑位在同一水平電位。在 t3-t4 期間僅米勒電容 CGC 處於充電狀態，稱之為米勒平台，直至 t4 米勒平台結束。VCE 降至 VCE(sat)，IGBT 完全導通。
圖. 5 IGBT 導通時序圖
IGBT 的關閉特性如下圖 6 所示。時間 t1 到 t2，VGE 持續下降，直到米勒平台發生時的電壓值。在 t2-t3 期間 IC 維持恆定，VCE 電壓開始微幅上升，此時由於 CGC 電容產生米勒效應使得 VGE 電壓保持恆定，直至米勒平台結束。在 t3-t4 期間，VCE 電壓迅速增加到最大值，然後集極電流 IC 開始快速下降，直至電流截止。在 t4, IC=0A，IGBT 完全關閉。
圖. 6 IGBT 關閉時序圖
IGBT 外接的閘極電阻(Rg)可調節閘極電壓上升和下降速率，表現在開啟與關閉轉態期間，集極射極端的 dVCE / dt 斜率，如圖 7 所示，Rg 值越小則 dVCE / dt 及 IGC 越大。
圖. 7 Rg 對 dVCE/dt 的影響
閘極電阻(Rg）對於 IGBT 的動態性能有明顯的影響， 較小的 Rg 可以更快地對 IGBT 輸入電容進行充電和放電，進而縮短了開關時間，並且降低了開關損耗，但是較小的 Rg 會導致 IGBT 輸入電容和寄生電感產生振盪，一般 Rg 設計使用在 10Ω~30Ω 之間。IGBT 是電壓驅動元件，需要閘極電壓來使集極與射極導通或關閉，由於 IGBT 輸入電容（CGE）較大，因此在關閉時使用負電壓作為驅動，可以確保閘極在零電壓以下, 抵抗米勒效應對閘極的干擾，防止閘極重新啟動，圖 8 顯示為具有負電壓的閘極驅動電路。當 IGBT 截止時，集極電壓會快速上升，會在閘極產生較大的電壓，因此將齊納二極體反接到IGBT 的閘極與射極時，可以防止閘極上遭到過電壓而損壞（通過拑位限制閘極的電壓），防止 VGE 被擊穿。
圖.8 具負電壓的 IGBT 閘極驅動電路
EL3120 (IGBT Gate Driver)驅動器介紹 :
EL3120是8 PIN封裝的IGBT GATE DRIVER，最大驅動電流為2.5A，具有高速驅動及低功耗的特性，擁有±25KV共模雜訊抑制能力(CMTI)，非常適合用於IGBT的驅動電路。
閘極驅動器欠壓鎖定 (UVLO)
EL3120 驅動器具有欠壓鎖定（UVLO）功能，可以確保 EL3120 電源電壓過低的情況下停止輸出 IGBT 閘極的控制訊號，避免 EL3120 輸出電壓低於 IGBT 閘極最小驅動電壓 VG(th)，導致工作模式轉移到線性區造成高功耗的情況，提高驅動電路的安全性。
驅動器(IGBT Gate driver: EL3120)功率損耗計算
驅動器工作時會發熱，溫度上升影響其穩定性，必須考慮散熱問題，可依使用狀況進行散熱設計。驅動器功率消耗如圖 9 所示分為三部分，第一部分為輸入的功耗 P_Emitter，由發射器造成，第二部分為驅動器本身耗電(靜態電流) P_Internal，第三部分為驅動器開關時內部電阻造成的功耗P_Output，以下為計算式。
閘極驅動器總功耗為：
P(tot) = PEmitter + PInternal + Poutput
圖. 9-1 驅動器功耗示意圖
驅動發射器的功耗為：
PEmmiter = IF × VF ×D
D : maximum LED duty cycle
驅動器內部電路的功耗為：
PInternal = ICC × (VCC − VEE)
ICC: 驅動器自身耗電(靜態電流)
驅動器輸出功耗為：
ROH×VGE× Qg × fsw
PD(on) =—————————
2(ROH+Rg + RGINT)
ROL×VGE× Qg × fsw
PD(off) =—————————
2(ROL+Rg + RGINT)
POUTPUT= PD(on) + PD(off)
目前整個世界趨勢講究綠能環保，以電能取代傳統的石化燃料；所以選用高效率、高功率的元件，是解決環境污染和降低碳排放的關鍵。IGBT 擁有高輸入阻抗及低導通壓降(低導通阻抗)的優點，在一些高效率設備上通常會選擇 IGBT 作為功率控制元件，例如電動車、馬達驅動器、風力/太陽能發電、再生能源逆變器(Renewable Energy Inverter)及 UPS 不斷電系統…等，因此使用 IGBT的設備將在未來幾年蓬勃發展。 本文首先簡單說明一下有關 IGBT 的主要特性，再介紹 IGBT 閘極驅動器 EL3120 在不同的應用需求中常見的電路配置型態。
Insulated Gate Bipolar Transistor ( IGBT)簡介：
絕緣閘雙極電晶體（IGBT）結合了金氧半場效電晶體(MOSFET)和雙極性電晶體（BJT）兩者的特性，具有 MOSFET 快速開關與 BJT 高電流導通的性能，此外，IGBT 具有較低的導通壓降及較高的耐壓，電路模型可以簡化為由 MOSFET 作為驅動電晶體的等效電路，如圖 1 所示。圖 2 為 IGBT常用的代表符號。
圖. 1 - IGBT 等效電路 圖. 2 - IGBT 模組代表符號
IGBT 開關電氣特性
圖. 3 - IGBT 寄生電容
IGBT 的寄生電容（表 1）
IGBT 在切換到導通狀態過程中，閘極充電電壓會有一段區間變得平坦，稱之為米勒平台，其中米勒電容（CGC）會影響米勒平台的時間長短，進而影響 IGBT 開啟與關閉的速度。IGBT 閘極的充電過程如圖 4 所示，閘極充電至額定電壓所需的電荷量為（Qg），在 IGBT 規格書上可得知此參數。
圖.4 閘極電壓充電波形
IGBT 的導通行為如下圖 5 所示。從時間 t0 到 t1，驅動器開始對閘極(CGE）開始充電, 直到閘極-射極電壓達到 VGE(th)，在這段時間內 IGBT 不會導通，集極電壓和電流都保持不變，稱為開啟延遲。 t1 到 t2 時，閘極電壓持續上升超過 VGE(th)以上，此時集極電流 Ic 開始上升，當電流達到負載電流後此區間結束，此時由於 VCE 依然維持高電壓，故此區間的切換損失最大，所以在設計時需要考慮 di/dt 斜率的大小以減少切換損失。在 t2-t3 期間，集極電壓開始快速下降，而 IGBT 承載滿載電流，此區間結束後閘極電壓會暫時拑位在同一水平電位。在 t3-t4 期間僅米勒電容 CGC 處於充電狀態，稱之為米勒平台，直至 t4 米勒平台結束。VCE 降至 VCE(sat)，IGBT 完全導通。
圖. 5 IGBT 導通時序圖
IGBT 的關閉特性如下圖 6 所示。時間 t1 到 t2，VGE 持續下降，直到米勒平台發生時的電壓值。在 t2-t3 期間 IC 維持恆定，VCE 電壓開始微幅上升，此時由於 CGC 電容產生米勒效應使得 VGE 電壓保持恆定，直至米勒平台結束。在 t3-t4 期間，VCE 電壓迅速增加到最大值，然後集極電流 IC 開始快速下降，直至電流截止。在 t4, IC=0A，IGBT 完全關閉。
圖. 6 IGBT 關閉時序圖
IGBT 外接的閘極電阻(Rg)可調節閘極電壓上升和下降速率，表現在開啟與關閉轉態期間，集極射極端的 dVCE / dt 斜率，如圖 7 所示，Rg 值越小則 dVCE / dt 及 IGC 越大。
圖. 7 Rg 對 dVCE/dt 的影響
閘極電阻(Rg）對於 IGBT 的動態性能有明顯的影響， 較小的 Rg 可以更快地對 IGBT 輸入電容進行充電和放電，進而縮短了開關時間，並且降低了開關損耗，但是較小的 Rg 會導致 IGBT 輸入電容和寄生電感產生振盪，一般 Rg 設計使用在 10Ω~30Ω 之間。IGBT 是電壓驅動元件，需要閘極電壓來使集極與射極導通或關閉，由於 IGBT 輸入電容（CGE）較大，因此在關閉時使用負電壓作為驅動，可以確保閘極在零電壓以下, 抵抗米勒效應對閘極的干擾，防止閘極重新啟動，圖 8 顯示為具有負電壓的閘極驅動電路。當 IGBT 截止時，集極電壓會快速上升，會在閘極產生較大的電壓，因此將齊納二極體反接到IGBT 的閘極與射極時，可以防止閘極上遭到過電壓而損壞（通過拑位限制閘極的電壓），防止 VGE 被擊穿。
圖.8 具負電壓的 IGBT 閘極驅動電路
EL3120 (IGBT Gate Driver)驅動器介紹 :
EL3120是8 PIN封裝的IGBT GATE DRIVER，最大驅動電流為2.5A，具有高速驅動及低功耗的特性，擁有±25KV共模雜訊抑制能力(CMTI)，非常適合用於IGBT的驅動電路。
閘極驅動器欠壓鎖定 (UVLO)
EL3120 驅動器具有欠壓鎖定（UVLO）功能，可以確保 EL3120 電源電壓過低的情況下停止輸出 IGBT 閘極的控制訊號，避免 EL3120 輸出電壓低於 IGBT 閘極最小驅動電壓 VG(th)，導致工作模式轉移到線性區造成高功耗的情況，提高驅動電路的安全性。
驅動器(IGBT Gate driver: EL3120)功率損耗計算
驅動器工作時會發熱，溫度上升影響其穩定性，必須考慮散熱問題，可依使用狀況進行散熱設計。驅動器功率消耗如圖 9 所示分為三部分，第一部分為輸入的功耗 P_Emitter，由發射器造成，第二部分為驅動器本身耗電(靜態電流) P_Internal，第三部分為驅動器開關時內部電阻造成的功耗P_Output，以下為計算式。
閘極驅動器總功耗為：
P(tot) = PEmitter + PInternal + Poutput
圖. 9-1 驅動器功耗示意圖
驅動發射器的功耗為：
PEmmiter = IF × VF ×D
D : maximum LED duty cycle
驅動器內部電路的功耗為：
PInternal = ICC × (VCC − VEE)
ICC: 驅動器自身耗電(靜態電流)
驅動器輸出功耗為：
ROH×VGE× Qg × fsw
PD(on) =—————————
2(ROH+Rg + RGINT)
ROL×VGE× Qg × fsw
PD(off) =—————————
2(ROL+Rg + RGINT)
POUTPUT= PD(on) + PD(off)
ROH : 驅動器內部 High side MOSFET 導通電阻
ROL : 驅動器內部 Low side MOSFET 導通電阻
RGint : IGBT 內部閘極電阻
假設ROH ≈ ROL，則
ROH×VGE× Qg × fsw
PD(off) =—————————
ROH+Rg + RGINT
計算功率消耗是為了避免驅動器操作時超出額定功耗，如果操作超出額定功耗，驅動器容易因高溫造成周邊電路損毀，可以利用空氣對流及加大 PCB 鋪銅面積來增加驅動器的散熱能力。
IGBT 驅動電路計算範例
以下為實際應用案例，EL3120 等效電路如圖 10 所示，其內部使用的 MOSFET 具有較低的導通阻抗(ROH/ROL)，EL3120 可以使用或不使用負電壓作為關閉 IGBT 的驅動，在不使用負電壓時，其關閉時候的閘極電壓 VOL 小於 0.5V，可以確保 IGBT 不會因米勒平台效應導致 IGBT 重新啟動，造成短路。
IGBT 內部閘極電阻為(R_Gint)，當 EL3120 輸出處於低準位時，此時 IGBT 閘極對地的路徑為Rg+ROL+ R_Gint，若 Rg+ROL+ R_Gint 越低，則 IGBT 閘極越不容易受米勒效應影響。閘極的放電路徑越長產生的寄生電感及電阻也越大，容易受雜訊干擾影響性能，故建議盡可能縮短 PCB Layout 路徑。
計算驅動器功率損耗時，須求得下列數值。
(一) 驅動器內 ROL、ROH。
(二) 閘極電阻（Rg）電阻值。
驅動器及 IGBT 已知參數列表如下:
IGBT 參數 (FF150R12ME3G )
(一) 計算驅動器內 ROL、ROH 阻值
圖.11 輸出 High 電壓與電流 圖.12 輸出 Low 電壓與電流
驅動器內 ROH 在峰值電流 2.5A 時: 驅動器內 ROL 在峰值電流 2.5A 時:
ROH =2.5V÷2.5A= 1Ω ROL =2.2V÷2.5A= 0.88Ω ≈ 1Ω
(二) 計算驅動時閘極電阻（Rg）最小阻值。
根據 IOL 峰值規範計算最小 Rg，圖 13 中為 IGBT 和 Rg 簡單的等效電路。
圖.13 具負壓 IGBT 應用電路
vCC−VEE 18-(-6)
ROL + Rg + RGint > ————— =———— =9.6 Ω
Ig_peak 2.5A
Rg > 9.6 – 1 – 1.3 = 7.3 Ω
式子中 Ig 以峰值電流 2.5A 計算 Rg 最小值，若不使用負電源時，式子中的 VEE 則為 0V。若 Rg比計算值小時，驅動時可能會出現不穩定狀況, 故建議比計算值稍大。由於效率及 EMI 往往相互關聯，IGBT 啟動越快，造成的切換損失越小，但往往 dV/dt 越大，造成 EMI 的干擾也越大，因此可藉由增加 Rg 的值來做調整，以便滿足 EMI 及效率的需求。
驅動器功率損耗
在導通和關閉 IGBT 的過程中，功耗會分別消耗在驅動器、閘極和驅動的路徑。其功率消耗包括LED 發射的功耗(emitter)，驅動器內部的功耗(internal)，以及輸出驅動的功耗(output)。
驅動器的總消耗功耗計算如下 :
P(tot) = P(emitter) + P(internal) + P(output)
ROH× VGE × Qg ׃SW
P(tot) = (IF × VF × D) + (Icc × ∆V) + ( ———————————— )
ROH +Rg +RGint
以上為 IGBT 的基本特性介紹及計算案列，在許多應用中 IGBT 一般作為馬達的驅動元件，因此需要使用光耦驅動器作為隔離器件，以提高雜訊抑制能力和安全性。
常用應用電路架構 :
一般的 IGBT 驅動線路架構有以下幾種。
圖.14 具負壓的 IGBT 應用電路
圖.15 升壓型轉換器應用電路
圖.16 IGBT 米勒拑位電路(一) 圖.17 IGBT 米勒拑位電路(二)