採用IGBT7高功率密度變頻器的設計實例

原文發表於2021年電源學會第二十四屆學術年會

摘 要

2021年是“十四五”規劃開局之年，中國敲定了碳中和的路線圖，力爭在2030年前達到二氧化碳排放峰值，2060年前實現碳中和。目前中國製造業正在開展新一輪轉型升級，這對工業設備的性能提出了更高的要求，節能、綠色驅動的方式將成為主流，這又將推動變頻器市場的增長，尤其是新一代更高功率密度的產品。 

低壓通用變頻器市場競爭非常激烈，針對目前的市場需求，主要廠商加大研發投入降低產品成本、提升產品性能。而變頻器電路拓撲主要採用交-直-交變頻，電路拓撲固定，且發展相對緩慢。變頻器產品的發展特點在硬體上就集中體現為減小尺寸、提高功率密度從而降低成本。

          短時過載需求：150%過載/1分鐘；

           針對電機驅動類應用的dv/dt特性優化；

IGBT7設計的初衷是針對電機驅動的應用。通過減少功率器件的總損耗和提高過載條件下的最高結溫到175℃來提高功率密度、減少系統尺寸最終達到降低系統成本的目的。為什麼IGBT7適合變頻器應用呢？

接下來，結合5.5KW變頻器，通過仿真和實驗來驗證IGBT7在變頻器應用中的優勢。

首先我們可以通過仿真來評估IGBT7在變頻器應用中的結溫和損耗分布。PLECS涉及到電能轉換系統的電氣迴路，磁性元件，散熱迴路和機械以及其控制部分可以提供快速的仿真。本文使用Icepak和PLECS混合熱仿真實驗，並計算損耗和結溫。

（1）雙脈衝測試 

雖然器件規格書上會有開關損耗的數據，但是母線電壓、結溫、主功率迴路的雜散電感、門極迴路的寄生電感和寄生電阻都會對開關損耗產生影響[4]。通過雙脈衝測試可以得到IGBT7的開關損耗和二極體的反向恢復損耗。當然還可以得到各電壓電流尖峰值，斜率變化值在內的動態參數。本次實驗直接在整機的主功率電路板上做雙脈衝測試，這樣測得的數據更加符合實際。

本次測試選取了室溫、35℃、75℃和125℃這四種不同的溫度，得到IGBT7的關斷損耗和開通損耗。因第七代IGBT使用了MPT技術，在維持較低dv/dt的情況下，驅動電阻可以選的更小[5]，所以本次雙脈衝測試驅動電阻（Rg）選取10歐姆和15歐姆，如圖3和圖4所示。



                                                                                                                   圖3.Rg=15Ω時IGBT7關斷損耗實測數據 



                                                                                                                     圖4.Rg=15Ω時IGBT7開通損耗實測數據

(2)創建器件模型

基於規格書的數據，將Vcesat與Ic（集電極電流）的輸出特性曲線導入到PLECS器件模型里，再加上之前得到的開關損耗，就可以得到IGBT和反並聯二極體的損耗模型。最後輸入四階的瞬態熱阻，就可以得到IGBT7的PLECS熱模型了，如圖5所示。

採用3D和PLECS聯合熱仿真的目的是提高仿真結果的精度。IGBT和二極體晶片產生的絕大部分的熱量通過圖6中縱向的熱阻傳遞到環境中；只有極少部分的熱量橫向傳遞，在本文中可以忽略不計。從熱等效網絡可見，Rth,c-h（散熱器熱阻，下同）的精度直接影響到IGBT晶片結溫的估算。PLECS的優勢是可以通過仿真得到損耗和晶片結溫，而3D熱仿真的優勢是可以得到散熱器熱阻值。採用3D和PLECS聯合熱仿真的目的是提高仿真結果的精度。

基於第七代IGBT FP25R12W2T7，使用PLECS仿真計算出損耗後，導入到3D熱仿真可以得到散熱器的熱阻，再將散熱器熱阻導入到PLECS疊代後重新仿真，可以得到IGBT和二極體的晶圓的結溫，具體結果請參見表1。表1和表2中“仿真模式”一列中的熱阻指的是散熱器熱阻Rth,c-h。

接著再用相同的方法，針對25A的第四代IGBT FP25R12W2T4做仿真，得到其損耗。如下表2所示：

以上仿真均按照實際運行工況的運行參數，從仿真結果對比來看，相同工況下IGBT7的損耗明顯低於IGBT4；並且隨著電流的增加或開關頻率的增加，損耗的差距越大，如表3所示。

表3.熱仿真損耗對比

本文選用偉創AC310系列5.5KW變頻器搭建測試平台。IGBT模塊分別使用經過特殊處理的晶片粘有熱電偶的第七代25A 的FP25R12W2T7和第四代同樣是25A的FP25R12W2T4。因為兩個模塊是同封裝同引腳，所以可以在相同的機器上測試；再加上這兩個模塊所粘溫升線的晶片的位置相同，可以直接讀出相同位置晶片上的結溫，這樣方便直接對比IGBT4和IGBT7的晶片結溫。

對散熱器進行打孔處理，分別在U相下橋IGBT、V相上橋二極體和整流橋二極體正下方打孔，將熱電偶深入孔中，緊貼散熱器基板側面並與散熱器表面齊平，用來測量散熱器的溫度。

對應前文的仿真，在溫升測試中仍然按照這四個工況測試：13A/2kHz、13A/4kHz、13A/6kHz和17A/2kHz。分別監測並記錄：IGBT晶片的結溫、U相下橋IGBT晶片正下方散熱器溫度，V相上橋二極體晶片正下方散熱器溫度和整流橋二極體晶片正下方散熱器溫度；監測記錄輸入電流；監測輸出電流。記錄並對比實驗結果，如表4所示。

表4.IGBT7與IGBT4的熱測試對比

本次實驗兩個模塊同為熱電偶模塊，並且使用相同散熱器。測試最終結果為其溫升的差異，是相對值，這符合單變量原則。

但考慮到本次測試T7和T4模塊都有內置熱電偶，這是與標準模塊的一個不同點；再加上散熱器打孔，會增大散熱器的熱阻。這兩點對於實驗得出溫度的絕對值的差異需要得到進一步探究。 

設計如下兩組實驗來探究以上兩點對溫升絕對值的影響。

兩組測試反應出隨著工況的惡劣程度的加深，誤差越大。這也解釋了為什麼隨著損耗的增加，仿真得到的IGBT結溫Tvj與實測得到的熱電偶溫度之間的差值越來越大。

目前5.5KW變頻器一般使用的是第四代35A IGBT模塊如英飛凌的FP35R12W2T4，或類似電流等級和封裝的其它模塊。根據以上仿真和實驗的驗證，IGBT7可以從兩個思路幫助變頻器提高功率密度：其一，5.5KW變頻器將模塊更換為第七代同封裝35A的IGBT模塊，可以直接將5.5KW的變頻器功率提到到7.5KW並保持整機尺寸不變，從而提高整機功率密度，相當於將功率密度提高40%~70%，如圖9所示；其二，5.5KW變頻器將第四代35A的Easy2B IGBT模塊更換為體積更小的第七代25A的Easy1B模塊，可以直接將變頻器的外形尺寸降低25%~40%。

通過一系列仿真和測試，可以明顯的看到英飛凌第七代IGBT通過降低Vcesat來降低逆變器總損耗和降低晶片結溫，在再加上可以做到最高到175℃的運行結溫，這些給工程師帶來了很大的設計裕量，從而助力變頻器功率跳檔。既可以通過減小變頻器的尺寸，提高功率密度，降低成本；也可以保持原有變頻器體積不變，增大輸出電流，功率跳檔從而達到提高功率密度、降低成本的目標。