設計案例：24V/3A (72W) 輸出
此案例是要設計一個從工業上常見的 48V 電源得到一個 24V/3A 輸出的穩壓器，這屬於大功率的應用，元器件的正確選擇就十分重要。
依據這樣的條件，我們可考慮具有3.5A 能力的RTQ6363 或5A 能力的RTQ6365。5A 版本的RDSON 會比3.5A 版本的略小一些，但是使用5A 版本也意味著它會有更高的電流限制參數，需要使用的電感器就要有更大的飽和電流值。因此，我們的選擇是 RTQ6363，使用封裝是 DFN 4x4 的 RTQ6363GQW，它相對 PSOP-8 封裝會有更小的熱阻。
我們將再次使用 RTQ63xx EXCEL 設計工具來計算元件參數。
我們要把啟動電壓設定在 35V，把關機電壓設定在 28V，確保電源的啟動過程是很順利的。 CCM 電流連續模式下的輸出電壓紋波指標是要低於輸出電壓 VOUT 的 1%，負載發生從 1A 到 3A 的跳變時造成的輸出電壓下墜要低於輸出電壓 VOUT 的 5%。
圖 23
設計的第一步是要選擇工作頻率。 EXCEL 設計工具會根據最高輸入電壓、輸出電壓和最短導通時間計算最高工作頻率，同時也會給出輸出短路時的最高工作頻率。由於從48V 變換到24V 的佔空比幾乎就是50%，轉換器的最短導通時間很難被觸及到，因此使用較高的工作頻率是可以的，但給一個從48V 輸入的電源選用較高的工作頻率並不明智，那會造成非常明顯的開關切換損耗，所以就為了讓開關切換損耗最小化，我們將工作頻率選擇為300kHz，參見圖24。
圖 24
第二步是計算電感量。根據30% 的電流紋波指標，EXCEL 設計工具計算出的電感值是38mH，而滿足轉換器斜率補償要求的最小電感量是27mH，我們選擇了47mH 的電感量，這會給出850mApp 的電流紋波，所以電感器的飽和電流參數應該高於3.4A，而RTQ6363GQW 具有5.5A 峰值電流限制的指標也必須在我們選擇電感器飽和電流指標時被納入考慮範疇。
圖 25
在此案例中，我們選擇了伍爾特電子 (Würth Electronic) 的型號為WE-PD 7447709470的電感器，它的飽和電流指標是4.5A，其規格顯示在圖26 中，我們容許它在過流的狀態下出現輕微的飽和狀態。
圖 26
下一步是計算輸入電容，EXCEL 設計工具會根據在最糟條件下的輸入電壓和負載電流，讓輸入電壓紋波峰峰值仍保持小於 1.3Vpp ，來計算轉換器需要的輸入電容有效值。
圖 27
在此案例中，我們選擇型號為HMK316AC7225KL-TE的3 個 2.2µF/100V 陶瓷電容並聯作為輸入電容。當我們在EXCEL 設計工具裡輸入從電容規格書裡得到輸入電容在正常電壓、最低電壓，和最高電壓下的電容衰減比例時，它會計算出相應電壓下的電容有效值，和由此導致的輸入電壓紋波幅度，同時也會計算出將出現在輸入電容裡的紋波電流有效值。當我們將3 個電容並聯在一起時，每個電容便會去分擔1/3 的紋波電流，因此可知流過每個電容的電流紋波有效值為0.5A，而我們從圖28 右側的資料裡可以看到在這條件下電容帶來的溫升是很小的。
圖 28
現在要選擇輸出電容，其參數會決定輸出電壓紋波、給定負載瞬變期間的輸出電壓下墜幅度，和轉換器控制迴路的帶寬bandwidth。在高輸入電壓和大功率的設計中，推薦使用中等程度的迴路帶寬，我們把這個數據暫定為工作頻率的 10%。負載瞬變導致的電壓下墜幅度可定義出最小的輸出電容有效值需求，這個數據是8.85µF。
圖 29
我們選擇兩個型號為UMR325AC7106KM的10µF/50V/X7S/1210 電容並聯作為輸入電容，它在24V 直流偏置下的電容量衰減是很重要的 (參見圖30)，會直接影響補償元件的計算結果，我們查到的數據是會衰減40%，將其輸入EXCEL 設計工具以後，它會給出總和有效電容量以及滿足輸出紋波指標需要的ESR 最低需求和實際的輸出電壓紋波和電壓下墜數據。
圖 30
現在選擇續流二極管freewheel diode。我們設計的是一個大功率電源，總和功率損耗會很大，會有很高的溫度，因此需要選擇在高溫下也能可靠工作的元件。大電流的肖特基二極管，它在高溫下的反向漏電流會是一個很關鍵的指標，我們選擇的是型號為PMEG060T050ELPE的60V/5A Trench 肖特基二極管，它的反向漏電流指標要比普通肖特基二極管好很多，其重要指標見圖31 所示。
圖 31
在125°C 和55V 的反向電壓下，它的反向漏電流為0.4mA，由此導致的漏電流功率損耗為D*VIN*ILEAKAGE = 0.45*55*0.0004 = 9.9mW，這個數據還是比較低的。
二極管的接面電容與其承受的反向電壓高度相關，其大小會影響 IC 內部上橋開關的切換損耗。肖特基二極管的接面電容比較低，可以幫助減少切換損耗，同時其反向恢復充電過程也會扮演一個重要的角色。
PMEG060T050ELPE 在25°C 和3A 導通電流的情況下有0.54V 正向導通電壓，它在最壞情況下的正向壓降值也不會接近RTQ6363 規格書裡列出來的限制，因此不會有電流流過RTQ6363 內部低側小的MOSFET 體二極管的風險。參見圖 32。
圖 32
反饋電阻的計算非常簡單，你輸入反饋電路的低側電阻，EXCEL 會計算出高側電阻。
圖 33
補償電阻 RCOMP 的計算會根據前面輸入的轉換器帶寬、輸出電容有效值和 IC 參數進行，CCOMP 的計算是要在轉換器負載極點處設置一個補償零點。對於使用低 ESR 陶瓷電容作為輸出電容的情況，CCOMP2 是要在工作頻率之一半的地方設定一個補償極點。需要注意的是 RTQ6363 COMP 端子內部已經有一個 26pF 的對地電容，實際使用的外部 CCOMP2 要比計算所得的 CCOMP2 值低 26pF。參見圖 34。
圖 34
從 48V 輸入得到 24V 輸出，轉換器的佔空比沒有達到 65%，所以不需要使用外加的自舉電容bootstrap充電電路。
圖 35
最後計算使能端電阻分壓器和軟起動電容。由於有效值為 12µF 的輸出電容實在是很小，啟動期間能夠造成的衝擊電流實在是有限，我們再次選擇 3ms 的軟啟動時間，這需要使用 10nF 的軟啟動電容，見圖 36。
此案中PGOOD 端外接的上拉電阻是10kΩ 的，它被上拉到VOUT處，但為了實現正常的電源時序控制，你可以把它上拉到其他的電源電壓上，或是使用一個電阻分壓器從VOUT 取電。
圖 36
圖37顯示完整的應用電路和 PCB 佈局範例。
圖 37
我們使用 RTQ6363GQW 的評估板完成此電路，對所有性能的測量結果和對應的測量數據列出如下。
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VIN = 48V, VOUT = 24V, 3A負載下的輸入紋波測量 |
VIN = 55V, VOUT = 24V, 3A負載下的輸入紋波測量 |
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計算值：0.97Vpp；測量值： 1.12Vpp |
計算值：1.26Vpp；測量值： 1.30Vpp |
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VIN = 48V, VOUT = 24V, 1mA負載，PSM 輸出紋波 |
VIN = 48V, VOUT = 24V, 3A負載，CCM 輸出紋波 |
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測量值：9.6mVpp |
計算值：32mVpp；測量值：42mVpp |
我們使用立錡負載瞬變測量工具 (Richtek Fast Load transient Tool) 測量了負載階躍帶來的輸出電壓下墜情況。
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VIN = 48V, 1A ~ 3A fast load step |
用VIN = 48V, 1A ~ 3A fast load step評估帶寬 |
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電壓下墜計算值：0.88V；測量值：1.0V |
響應時間 = 9μs； BW ≈ 0.3/9μs = 33kHz |
負載階躍響應顯示存在輕微的振盪，表示存在相位裕量phase margin比較低的問題，圖 41 所示的增益-相位測量結果顯示得更清晰。
圖 41
在VIN = 48V、輸出 24V、負載 3A 的情況下，轉換器的帶寬為 35kHz，相位裕量為 48°，增益裕量為 11dB。
在 1A 負載的條件下測量增益-相位裕量，顯示出更低的相位裕量：
圖 42
在 VIN = 48V、輸出 24V、負載 1A 時，轉換器的帶寬為 38kHz，相位裕量為 41°，增益裕量為 9.6dB。
相位裕量不足就應該進行改善，增加一個小的前饋電容 CFF 即可提升相位裕量，同時也會增加帶寬並降低增益裕量。圖 43 顯示的是在高側反饋電阻上並聯了一個 22pF 的 CFF 後測量得到的增益-相位測量結果。
圖 43
在 VIN = 48V、輸出 24V、負載 1A 和增加了一個 22pF CFF之後，轉換器的帶寬變成了 48kHz，相位裕量為 72°，但增益裕量只有 9.2dB，有點偏低了。
降低轉換器帶寬可得到更穩定的設計，圖44 顯示的是將帶寬設定為工作頻率的6% 以後測量結果，相應的電路參數為：RCOMP = 7.5k， CCOMP = 12nF，CCOMP2 = 100pF，沒有CFF。
圖 44
在VIN = 48V、輸出 24V、負載 1A、按 6% 帶寬設定補償參數的情況下 ，轉換器的帶寬為 27kHz，相位裕量為 58°，增益裕量為 13dB，表現得更穩定了。
由於較窄的帶寬設定，轉換器在階躍負載下的電壓下墜會變大，但是響應中不再出現振盪現象。
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VIN = 48V, 0.2A ~ 0.5A fast load step |
在VIN = 48V, 1A ~ 3A fast load step下評估帶寬 |
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計算值：1.4V；測量值：1.3V |
響應時間 = 12.4μs， BW ≈ 0.3/12.4μsec = 24kHz |
我們對轉換器的啟動電壓和關機電壓也進行了測量，測量結果與計算數據十分吻合。當使能端的電壓經過遲滯點時，我們能看到很明顯的信號跳變，參見圖 46。
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VIN上升期的啟動過程： |
VIN下降期的關機過程： |
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VSTART 計算值：34V；測量值：31.4V |
VSTOP 計算值：27.2V；測量值：27V |
我們對轉換器的效率和功率損失也進行了測量，結果見圖 47。
圖 47
3A 負載下的功率總損耗是 3.6W，由於 IC、肖特基二極管和電感器都在損耗功率，電路板上的熱量散發是分佈式的。由於 IC 上的功率消耗是主要的部分，它應該與銅箔進行充分的連接，還要通過底部的熱導通孔將其熱量散佈到其他的層面去。
肖特基二極管的反向漏電流
在48V 輸入、24V/3A 輸出的案例中，我們選擇了特別的溝道型 (Trench) 肖特基二極管，其反向漏電流相比標準的平面型 (Planar) 肖特基二極管有了極大的降低。由於使用溝道型肖特基二極管，因為漏電流造成的功率損耗是非常低的。為了比較兩種類型二極管的差異，我們將把 Nexperia 的型號為PMEG060V050EPDZ的平面型二極管也拿來做實驗。兩種二極管的反向漏電流特性可在圖 48 中看到。
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在 55V 輸入和 100°C 溫度下，反向漏電流為 80μA，反向漏電流功率損失Power loss = D*VIN*ILEAKAGE = 0.5*55V*80μA = 2mW |
在 55V 輸入和 100°C 溫度下，反向漏電流為 10mA，反向漏電流功率損失Power loss = D*VIN*ILEAKAGE = 0.5*55V*10mA = 275mW |
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當溫度上升到 125°C 時，反向漏電流為 350μA，相應的反向漏電流功率損失 = 0.5*55V*350μA = 10mW。 |
當溫度上升到 125°C 時，反向漏電流為 34mA，相應的反向漏電流功率損失 = 0.5*55V*34mA = 0.935W。 |
計算結果顯示，平面型肖特基二極管的反向漏電流可導致非常高的功率損耗，這在高溫時的表現尤其明顯。
上述結論也得到了實驗結果的驗證。我們將兩種肖特基二極管用於相同的 55V 輸入、24V/3A 輸出的應用中，同時也讓環境溫度逐漸上升。開始的時候，平面型肖特基二極管的損耗還略微低於溝道型肖特基二極管，因為它的正向壓降要低於溝道型肖特基二極管，但當溫度高於105°C時，平面型肖特基二極管的功耗便開始快速增加了。當溫度上升到大約 115°C 時，二極管溫度便快速上升，並在大約 125°C 時由於過大的功耗而把自己燒毀了。參見圖 49。
圖 49
由此可見，肖特基二極管的反向漏電流對於應用的可靠性來講是一個很重要的參數。
結論
RTQ63xx 系列產品可以使用與範圍廣泛的降壓應用中，與之相應的 EXCEL 設計工具可讓外部元件參數的計算簡單化，實際測量的性能也能說明計算的準確性是很高的。建議通過增益-相位分析對設計的穩定性進行檢查，也可採用快速階躍負載對轉換器的穩定性進行快速檢查。在佔空比較高和輸入電壓較高的應用中，肖特基二極管的結電容、反向漏電流是很重要的參數，它們的影響必須在設計和驗證中被考慮到。
(以上內容均為RIchtek原廠授權提供)
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