設計案例：3.3V/0.5A輸出
我們的第一個案例是要設計一個小電流的 3.3V MCU 用電源，輸入電壓是寬範圍的 12V ~ 60V，典型值是 48V。這是一個很典型的工業用項目，同時可以用 RTQ63xx EXCEL 設計工具來完成它。
由於最高輸入電壓是 60V，最大的負載電流是 0.5A，所以我們選擇RTQ6360產品。為了可以讓 MCU 接收到電源準備好的信號，必須挑選具有 PGOOD 輸出的 DFN 封裝，所以在此選擇使RTQ6360GQW 來完成設計。我們把啟動電壓和關機電壓分別設定在10V 和8V，設定CCM 電流連續模式下的輸出電壓紋波要低於輸出電壓的1%，並且設定負載從0.2A 跳至0.5A 時造成的輸出電壓下墜要低於輸出電壓的5%。圖 2 顯示的是我們在使用 EXCEL 設計工具時是如何輸入這些參數。
圖 2
設計過程的第一步是要選擇工作頻率，EXCEL 設計工具將根據最高輸入電壓、輸出電壓和最短導通時間計算出最高工作頻率，也會計算出輸出短路時的最高工作頻率，這與元件在輸出短路時實施的頻率折返情況下的最小占空比有關。根據這樣的計算，我們將工作頻率選擇為 400kHz 是比較合理的，能夠兼顧到各方面的情況。參見圖 3。
圖 3
下一步是要確定電感量，我們需要將電感電流紋波設定在IC 額定電流的30% 左右，EXCEL 設計工具可以按照這一設定來做計算，它也可以同時計算出滿足轉換器斜率補償要求的最小電感值，我們最後的選擇是47µH，同時還需要它具有高於0.58A 的飽和電流參數。
圖 4
根據上述的計算結果，伍爾特電子(Würth Electronic) 的型號為WE-LQS 74404052470的電感器可以滿足這一需求，其規格可參見圖 5。
圖 5
現在來選擇輸入電容。設計工具可計算出它所需要的輸入電容有效值，其方法是按照輸入電壓和負載電流都是最壞的情況下還能保持輸入電壓紋波的峰峰值低於 1.3V 來進行計算的。
圖 6
在此案例中，我們選用的是一個 2.2µF/100V 陶瓷電容，型號為HMK316AC7225KL-TE。由於陶瓷電容的有效值與直流輸入電壓高度相關，我們需要輸入該電容在常壓、最低電壓和最高電壓下的衰減比例 。陶瓷電容的有效容量在不同電壓下的衰減比例可通過電容的規格書查找到，其特性如圖 7 所示。有了這些數據，EXCEL 設計工具就可以根據不同的電壓計算出實際的有效電容量，再據此計算出相應電壓下的輸入電壓紋波幅度。它也會計算出在此情況下的流過電容的電流有效值，你就可以據此找出電容的溫升數據（參見圖 7 的右側資料）。在此案例中，輸入電流紋波的有效值很小，很難讓電容出現明顯的溫升。
圖 7
現在開始選擇輸出電容，它將決定輸出電壓的紋波幅度、特定負載階躍會造成的電壓下墜幅度和轉換器控制迴路的帶寬。我們把這個案例中的控制迴路的帶寬設定為工作頻率的 10%，而負載階躍會導致的輸出電壓下墜指標將給出最小的輸出電容有效值需求，這個數據是 7.26µF。
圖 8
在此案例中被選中的是兩個型號為EMK212ABJ106KG的10µF/16V X5R 0805 電容，選型中最重要的是要考慮到陶瓷電容在直流偏置下的降額特性（參見圖9），這會影響輸出電壓紋波幅度、電壓下墜幅度和轉換器的穩定性。當額定的電容量和它在3.3V 直流偏置下的衰減比例被輸入EXCEL 設計工具以後，它會計算出有效的電容量、滿足輸出電壓紋波指標的最大ESR 需求、實際的輸出電壓紋波，及電壓下墜幅度。
圖 9
接著選擇續流用的肖特基二極管Freewheel diode，RTQ63xx系列需要一個外部肖特基二極管，在上橋MOSFET關斷時可為電感器提供電流路徑。它的正向導通壓降應該比較低，目的是降低功率損耗，同時為了避免電流流過IC內部小型low- side MOSFET，該MOSFET要在輕負載下對boot strap電容器進行充電。（參見圖10），這就意味著所用肖特基二極管在負載電流最大時的正嚮導通壓降也要小於該MOSFET 體二極管的導通壓降，對於一般的肖特基二極管來說，這並不是個問題。
圖 10
對於小電流的電源來說，造成功率損耗的主要因素是開關切換損耗，但肖特基二極管的結電容和反向恢復效應的影響也應該最小化才是比較好。最後還需要考慮的是工作電壓，因為這個電源的最高輸入電壓達到了60V，所用的肖特基二極管必須能承受這一點，它在這麼高的反向電壓和最高環境溫度條件下的漏電流也必須要確認。
本案例選用的是型號為PMEG6010ER的60V/1A 肖特基二極管，其主要的參數特性顯示在圖 11 裡。
圖 11
PMEG6010ER 的正向導通壓降在 25°C 和 0.5A 的條件下為 0.4V，它在最壞情況下的值也不會逼近 RTQ6360 規格書中給出來的限制值。在環境溫度為85°C、反向電壓為60V 時，它的反向漏電流為1.3mA，由此導致的漏電流損耗為D*VIN*ILEAKAGE = 0.055*60*0.0013 = 4mW，這對轉換器的效率不會帶來多大的影響，不會有造成過熱崩潰的危險。肖特基二極管的結電容junction capacitance與施加在二極管兩端的反向電壓有關，它會影響 IC 內部上橋 MOSFET 開關的切換損耗。選擇結電容低的肖特基二極管對降低切換損耗是有益的，這在輸入電壓比較高的情況下尤其重要。
反饋電阻的計算非常簡單，只需在 EXCEL 設計工具中輸入低側反饋電阻的值，高側電阻的值會被自動計算出來。
圖 12
補償電阻 RCOMP 的計算會利用到先前輸入的轉換器帶寬、有效的輸出電容量和 IC 內部參數。 CCOMP 的計算依據是要設置一個零點去補償轉換器的負載極點所帶來的影響。當使用了低 ESR 的陶瓷電容作為輸出電容時，CCOMP2 被計算出來以便可以在工作頻率之一半的地方設定一個補償極點。需要注意的是 RTQ6360 的 COMP 引腳內部已經有了一個 5.7pF 的對地電容，因此實際使用的 CCOMP2 可以比計算出來的 CCOMP2 低 5.7pF。參見圖13。
圖 13
最後是計算使能電阻分壓器和軟起動電容的值。根據你輸入的起始和停止的 轉換器工作VIN 值，EXCEL 設計工具可給出 REN1 的推薦值。當你輸入了 REN1 的實際選擇值以後，它又給出了 REN2 的計算值。你再輸入 REN2 的實際選擇值，它便顯示出使用這些電阻值會得到的開始工作和停止工作的 VIN 的實際電壓值。
軟啟動時間對於 3.3V 的轉換器不會很重要，我們可任意地選定一個 3ms 的軟啟動時間，即可計算出 10nF 軟啟動電容的需求。我們在 PGOOD端放置一個 4.7kΩ 的電阻將它上拉到 VOUT，參見圖 14。
圖 14
完整的應用電路和 PCB 佈局樣板，參見圖 15。
圖 15
我們使用 RTQ6360GQW 的評估板完成上述的電路，下面將所有的性能表現測量出來，同時與計算結果進行比較。
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VIN = 48V, VOUT = 3.3V, 0.5A負載時測量輸入電壓紋波 計算值：100mV 測量值：148mV |
圖 16
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VIN = 48V, VOUT = 3.3V, 1mA負載時的輸出電壓紋波，PSM |
VIN = 48V, VOUT = 3.3V, 0.5A負載時的輸出電壓紋波，CCM |
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圖 17 |
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測量值：22.8mVpp |
計算值：4.3mVpp，測量值：8.8mVpp |
我們使用立錡負載瞬變測量工具 (Richtek Fast Load transient Tool) 對負載瞬變期間的電壓下墜進行了測量。
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VIN = 48V, 0.2A ~ 0.5A fast load step |
VIN = 24V, 0.2A ~ 0.5A fast load step |
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圖 18 |
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計算值：92mV，測量值：114mV |
計算值：92mV，測量值：104mV |
圖18 中左側圖形顯示的48V 輸入條件下的負載階躍響應step load response與右側圖形顯示的24V 輸入條件下的負載階躍響應略有不同，最明顯的差異發生在負載電流從0.5A 跳變到0.2A 時。在負載突然下降時，轉換器會嘗試著快速減少其導通時間，48V 輸入條件下的導通時間已經非常接近轉換器的最短導通時間，因此其導通時間減少的空間是很小的，因此會導致較高的電壓過衝。圖中顯示的各種負載變化都帶來了小幅度的振盪現象，這都在提示相位裕量有些不足，圖 19 顯示的增益-相位測量結果給出了更清晰的說明。
圖 19 VIN = 48V, Vout = 3.3V / 0.5A負載：帶寬 = 28kHz，相位裕量46°
增益-相位波特圖顯示出迴路的相位在高於交叉頻率以後便很快速地下降了，通過移除5.6pF 的CCOMP2 電容可對此有些改善，圖20 顯示的就是移除CCOMP2 以後的結果，相位裕量略有提高。
圖 20：VIN = 48V, Vout = 3.3V/0.5A負載，移除CCOMP2 後的結果：帶寬，相位裕量 = 49°
假如還需要更多的相位裕量，可以將轉換器的帶寬設定到更低的數值（例如從FSW 的10% 調整到7%），其代價是負載瞬變期間的電壓下墜會略微增加，補償元件RCOMP、CCOMP 和CCOMP2 的值也需要重新計算。
我們對轉換器的啟動電壓和關機電壓也進行了測量，測量結果與計算數據十分吻合。當使能端的電壓經過遲滯點時，我們能看到很明顯的信號跳變，參見圖 21。
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VIN 上升期的啟動過程： |
VIN 下降期的關機過程： |
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圖 21 |
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VSTART 計算值：10V； VSTART 測量值：10.2V |
VSTOP 計算值：10V，VSTOP 測量值：10.2V |
不同輸入電壓下的轉換器效率測量結果見圖 22，結果說明轉換器的效率與輸入電壓是密切相關的。
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轉換器的效率計算公式是efficiency = POUT / (POUT + PLOSS)。 |
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測量結果顯示 48V 輸入條件下的功率損耗幾乎是 12V 輸入條件下的兩倍，這主要是由高輸入條件下的切換損耗造成的。 |
圖 22
(以上內容均為RIchtek原廠授權提供)
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