60V Buck轉換器RTQ6360/61/62/63/65系列應用設計(一)

摘要

RTQ6360/61/62/63/65是在寬輸入、輸出電壓範圍內工作的Buck轉換器，其輸入電壓範圍為4.5V ~ 60V，可調輸出電壓範圍為0.8V ~ V_IN，負載能力涵蓋0.5A ~ 5A。本文提供了此系列在應用中的設計要點以及兩個實際案例，一個是使用RTQ6360GQW 實現的3.3V/0.5A小功率電源，一個是使用RTQ6363GQW實現的24V/3A大功率電源，它們的周遭元件參數皆利用RTQ63xx EXCEL設計工具進行計算，其結果也通過實際的測量進行驗證。

1. 簡介

RTQ6360/61/62/63/65 是適應性非常廣泛的非同步Buck 轉換器產品，可在4.5V~60V 的輸入電壓範圍內輸出0.8V ~ V_IN 可調的電壓，電流負載能力最大可達5A，採用了外部補償的峰值電流模式控制架構，輕載效率高，在佔空比接近100% 時可工作於低壓差的直通low dropout模式。

型號	輸入電壓範圍	電流負載能力	工作頻率 可調範圍	RDSON	外部補償	可調 軟啟動	Power Good	封裝
RTQ6360GSP	4.5 ~ 60V	0.5A	0.1 ~ 2.5MHz	170mΩ	Yes	No	No	PSOP-8
RTQ6360GQW	4.5 ~ 60V	0.5A	0.1 ~ 2.5MHz	170mΩ	Yes	Yes	Yes	DFN10L 3x3
RTQ6361GSP	4.5 ~ 60V	1.5A	0.1 ~ 2.5MHz	160mΩ	Yes	No	No	PSOP-8
RTQ6361GQW	4.5 ~ 60V	1.5A	0.1 ~ 2.5MHz	160mΩ	Yes	Yes	Yes	DFN10L 3x3
RTQ6362GSP	4.5 ~ 60V	2.5A	0.1 ~ 2.5MHz	150mΩ	Yes	No	No	PSOP-8
RTQ6362GQW	4.5 ~ 60V	2.5A	0.1 ~ 2.5MHz	150mΩ	Yes	Yes	Yes	DFN10L 3x3
RTQ6363GSP	4.5 ~ 60V	3.5A	0.1 ~ 2.5MHz	80mΩ	Yes	No	No	PSOP-8
RTQ6363GQW	4.5 ~ 60V	3.5A	0.1 ~ 2.5MHz	80mΩ	Yes	Yes	Yes	DFN10L 4x4
RTQ6365GSP	4.5 ~ 60V	5A	0.1 ~ 2.5MHz	70mΩ	Yes	No	No	PSOP-8
RTQ6365GQW	4.5 ~ 60V	5A	0.1 ~ 2.5MHz	70mΩ	Yes	Yes	Yes	DFN10L 4x4

表1

2. RTQ6360/61/62/63/65通用設計原則

圖 1 所示是通用的應用電路圖，電流模式的迴路補償是通過外部補償網絡完成的，工作頻率由電阻 Rt 進行設定，軟啟動時間通過外部電容進行設定。由於是非同步電路，續流用的肖特基二極管是必要的。輸出電壓由電阻分壓器進行設定。通過使用電阻分壓器將 V_IN 連接到使能端 EN，可以精確地調節轉換器開始運作和停止運作的輸入電壓。使用 DFN 封裝的型號便可獲得 Power Good 指示功能，它可以被用作 MCU reset復位信號的來源，也可用於電源時序管理之中。

圖 1（帶有*的元件是可選的，PG 和可調軟啟動僅存在於 DFN 封裝中）

下面的設計原則適用於各種不同的應用，我們也提供與 RTQ63xx 相應的 EXCEL 設計工具方便您下載，它可簡化設計中的元件選擇過程，快速獲得所需的結果。

• 工具頻率選擇：
  
  由於 RTQ63xx 系列產品可以在很寬的輸入電壓範圍內工作，這些轉換器的工作頻率就成了一個很重要的參數。對於輸入電壓高於 24V 的應用來說，選擇 < 1MHz 的工作頻率是比較好的，這樣做的目的是降低開關切換損耗。當上橋開關的最短導通時間或最短截止時間被觸及到時，RTQ63xx 的控制電路便開始主動降低其開關工作頻率。與此同時，轉換器的輸出電壓紋波也開始增加其幅度。假如應用要求這些轉換器在很寬的輸入電壓範圍內都要保持很低的輸出電壓紋波，就有必要降低它們的工作頻率以確保不會觸及最大和最小的佔空比限制。這些轉換器的工作頻率可通過 RT 端的外接電阻 RT 進行設定。對於 RTQ6360/61/62而言，；對於 RTQ6363/65 而言，。

 

• 輸入電壓和輸出電壓：

RTQ63xx 的輸出電壓可通過電阻 R1 和 R2 的選擇在 0.8V ~ V_IN 間進行設定：

，其中的 V_REF = 0.8V。

反饋網絡的阻抗大小對輸出電壓設定沒有大的影響，但是建議不要選擇太大的電阻值以降低它們對噪聲信號的敏感性，R2 的推薦值是小於 80kΩ。

RTQ63xx 系列產品的最短導通時間參數的典型值是 100ns，相應的在 CCM 模式下的最小占空比是 100ns*FSW。

RTQ63xx 系列產品的最短截止時間參數的典型值是 130ns，相應的在 CCM 模式下的最大佔空比是 1 – 130ns*FSW。

因此，它們在 1MHz 工作頻率下的最小占空比是 10%，最大佔空比是 87%。這些轉換器都可以在超出最小和最大佔空比的情形下工作，只是相應地會得到輸出電壓紋波增加的效果。

當 RTQ63xx 系列產品工作在佔空比大於 65% 或是其輸入電壓低於 5.5V 的條件下時，通過二極管 D2 加入另外的自舉電源就是必要的。外加自舉電源的電壓最好是 5V，D2 使用普通二極管即可。假如外加自舉電源的電壓偏低，D2 就該換成肖特基二極管。

對於電感器 L1 參數的選擇有兩個主要的考慮指標：電感器中的電流紋波和斜率補償。

對於佔空比低於 50% 的應用來說，選擇能使流過電感器的電流紋波約為 IC 額定電流指標的 20% ~ 30% 的電感量就可以了，其計算公式為。依照這個標準來考慮，RTQ6365 的負載能力為 5A，流過電感的電流紋波就應該大約為 DI_L = 0.3*5A = 1.5A，即使實際的負載電流低於元件指標時也要這樣做選擇。

在佔空比超過50% 的應用中，電感電流的下降斜率dI/dt 需要考慮與轉換器內部的斜率補償相應，它要求電感器L1 的電感量要滿足 的要求，其中的X_C 是斜率補償的常量，其值與各個不同的型號有關：RTQ6360 之X_C = 0.5；RTQ6361 之X_C = 1.3；RTQ6362 之X_C = 2.1；RTQ6363 之X_C = 2.9；RTQ6365 之X_C = 4。對於高輸入電壓的應用，最好是選擇帶有磁屏蔽的電感器。

• 選擇輸出電容的考量：
  
  a.CCM電流連續模式下的輸出電壓紋波
  
  CCM 電流連續模式下的輸出電壓紋波計算公式：
  
  其中的電感電流紋波計算公式為：
  
  假如使用陶瓷電容作為輸出電容，CCM 電流連續模式下的輸出電壓紋波就會比較小。需要注意的是PSM 模式下的輸出電壓紋波通常會高於電流連續模式下的輸出電壓紋波，但是這種紋波的參數比較難以計算，設計者需要在實際應用中的輕載條件下對此進行實際的測量驗證。
  
  b.負載瞬變期間的電壓下墜
  
  CCM 電流連續模式下的轉換器在發生負載瞬變時，輸出電壓會發生下墜，其幅度與負載變化幅度、控制迴路的響應速度和輸出電容有關。下述公式可以用來估算負載階躍導致的電壓下降幅度：
  
  
  
  其中的DI_STEP是負載的階躍幅度，F_BW 是轉換器控制迴路的帶寬。
  
  假如負載階躍的發生導致了轉換器的工作模式從 PSM 改變成 CCM，輸出電壓下墜的幅度就會更大，因為輸出電壓在 PSM 和 CCM 模式下的差異大約有 1%。轉換器的帶寬通常設定為工作頻率的 1/5 ~ 1/10，但是其絕對值應該低於 80kHz。可用補償元件 R_COMP 設定轉換器的帶寬。

• 輸入電容：
  
  輸入電容可對出現在轉換器輸入端的高頻切換電流紋波起到很好的濾波作用，它應該讓輸入電壓上表現出來的高頻紋波最小化。低 ESR 的陶瓷輸入電容應該被放置在緊靠轉換器 VIN 引腳處，並且和肖特基二極管的地線連接處緊靠在一起。陶瓷電容在高電壓下會表現出嚴重的容量衰減現象，在計算輸入電壓紋波時應該把這個問題納入考慮範疇。輸入電壓紋波的峰值可以用下述公式進行估算：
  
  其中的，C_IN是相應的直流輸入電壓下的電容有效值。
  
  讓輸入電壓的紋波幅度保持在 1.3Vpp下是比較好的推薦值。
  
  在輸入電壓超過 50V 的應用中，將一個或幾個 2.2µF/100V、1206 規格的陶瓷電容放在輸入端是很合理的，具體的數量與負載電流的大小有關。
  
  對於電流較大的轉換器來說，輸入電容裡流過的電流有效值是否會超過其額定承受能力是很重要的，因此也需要對此進行檢查，其計算公式為：
  
  當輸出電壓 V_OUT 等於輸入電壓 V_IN 的 50% 時，輸入紋波電流的有效值是最大的。
  
  假如轉換器需要具有熱插拔的能力，建議在輸入端增加一隻電解電容（如 47µF/100V）與陶瓷電容並聯在一起。

• 補償元件參數的計算：
  
  RTQ63xx 系列產品的補償電路可以使用標準的電流模式 II 型補償網絡，下面給出簡單的計算方法。
  
  補償增益由 R_COMP 進行設定，計算的依據是要將轉換器的交叉頻率設定在一個合適的值上（一般地，F_C ≈ 0.05 ~ 0.1 * F_SW）。
  
  
  
  需要注意的是，F_C 不要大於 80kHz。
  
  對於輸入電壓較高的電源和使用電解電容作為輸出電容的電源，建議就不要取太大的帶寬。
  
  C_COMP的取值是要將補償零點 放置在略低於轉換器的負載極點 的地方，其中的R_LOAD = V_OUT / I_OUT。
  
  的取值是要將一個高頻極點放置在輸出電容的ERS 零點上。假如輸出電容是陶瓷電容，它的ESR 零點就會位於頻率非常高的地方，這是就要將這個高頻極點設定在工作頻率的一半處，相應的計算公式就是 。
  
  可以改善控制迴路響應特性的前饋電容C_FF 是與反饋網絡的高側電阻並聯的器件，它在一般情況下是用不著的，略微使用一點則有時會有改善PSM 工作特性的效果，因為它將額外的紋波引入了FB 反饋端，可以起到消減PSM 模式下的雙脈衝的作用，具體的表現則要看案子的情況。需要注意的是在添加 C_FF 時要考慮到它有推高轉換器帶寬的效果，可降低增益裕量，有可能導致不穩定的表現。

 

• RTQ63xx 屬於非同步的 Buck 轉換器，它們需要使用肖特基二極管來完成上橋 MOSFET 截止期間的電感電流續流工作。被選用的肖特基二極管應該具有足夠的電壓耐受能力（≥ VIN_MAX），其正向導通壓降應該盡可能低以最小化其功率損失，同時也可以避免有電流流過IC 內部存在的低側小MOSFET 的體二極管，它們的規格書裡都會以圖形方式列出它們在不同溫度下的最大正向導通壓降數據以供參考。為了使切換功率損失最小化，肖特基二極管的接面電容和反向恢復效應也需要最小化。肖特基二極管在最高反向電壓和最高環境溫度下的反向漏電流也需要引起注意，因為高反向漏電流可導致額外的功率損失，並有可能導致熱失控的問題。
  
  
• DFN 封裝的 RTQ63xx 含有軟啟動端子，在此端子上外加軟啟動電容可以對軟啟動時間 t_SS 進行設定。從EN 端變為高電平到輸出電壓達到其設定值為止，，其中的C_SS 是軟啟動電容的電容量，I_SS 是典型值為6µA 的軟啟動電流。當 V_SS 上升到超過 0.3V 時，輸出電壓 V_OUT 開始上升，V_SS 上升到 1.1V 時便不會再上升了。
  
  因此，V_OUT上升時間可通過以下公式計算：
  
  具有高輸出電壓和/或大容量輸出電容器的電源應使用足夠的軟啟動時間，以避免高浪湧峰值電流。通常，軟啟動時間應足夠長，以確保輸出電容器可以充飽電而不會達到轉換器電流限制。對於PSOP-8封裝版本，軟啟動時間在內部固定為2毫秒。
  
  RTQ63xx 的 EN 端是轉換器的使能端，高引腳電壓啟動。 EN 端被判定為高引腳電壓的上升閾值是 1.25V。假如處於浮動狀態，EN 端內部的一個 0.9µA 的電流源可使其進入使能狀態。一旦 EN 端的電壓超過上升閾值，另一個 2.9µA 的電流源就會被啟動，總共就有 3.8µA 的電流流出 EN 端。
  
  通過在 V_IN、EN 和地之間連接電阻 R_EN1 和 R_EN2 可對 RTQ63xx 的啟動和終止電壓進行設定，相關電阻的計算公式如下：
  
  ，
  
  EN 端可以見到的最高電壓是 60V。

• DFN 封裝的 RTQ63xx 含有 PGOOD 引腳，可被用作輸出電壓的監視信號。PGOOD 屬於open drain輸出端，可用電阻上拉至一個外部電源或是至輸出電壓。為了最大程度地減少開關噪聲的影響，建議使用1k ~ 10kΩ的上拉電阻。它可承受的最高電壓是 60V。
  
  

(以上內容授權自Richtek原廠)