RT6204是可在很寬的輸入、輸出電壓範圍內工作的Buck轉換器，其輸入電壓範圍為5.2V-60V，輸出可在0.8V-50V範圍內進行調節，可以輸出0.5A電流。在為其選擇週邊元件的時候，輸入電壓範圍和輸出電壓都是必須考慮的因素。本文給出了4種不同的轉換器設計，它們的輸出電壓範圍從1.2V延展至24V，每個設計的元件參數計算過程和在全電壓範圍內的實際測量結果都全部列出以供參考。

1.概述

RT6204是易於使用的、輸入輸出電壓範圍都很寬的Buck轉換器，可在5.2V-60V輸入下輸出0.8V-50V可調的電壓，負載能力最高達0.5A。本文的第2章將對RT6204在應用中的元器件選擇和設計中的思考重點進行一個鳥瞰，然後在接下來的第3、4、5和6章中針對特定的輸入、輸出條件介紹設計的方法，這些案例的輸出電壓範圍從1.2V擴展到24V，覆蓋了從MCU供電到工業現場供電的各種應用範圍。

2.RT6204通用設計指南

RT6204的常規應用電路如圖1所示，它是一個電流模式的轉換器，補償電路外置，軟啟動外部可調，集成了上橋MOSFET開關和下橋同步整流開關，輸出電壓可通過簡單的電阻分壓器進行設定。由於使用外置的補償電路，電流模式控制架構的RT6204在應用中的特性可以進行非常靈活的調節，可以適應各種輸出電容類型，低ESR的陶瓷電容和鋁電解電容都可以被拿來使用，給予設計者的自由非常大，他們可以根據自己的喜好選擇最具有成本效益的器件去滿足應用的需要



圖1

下面的規則可被利用來計算電路中的各種元件參數：

• 輸入、輸出電壓的計算和考慮：

RT6204的輸出電壓可通過R1和R2在0.8V-50V之間進行調整：

回饋網路的阻抗不是很重要，但最好不要取太高的阻值，那樣會使轉換器比較容易受到雜訊的影響。一般的建議是把R2的值設定在10kΩ - 30kΩ之間。

RT6204的最短導通時間為90ns，它在連續導通模式（CCM）下的最小占空比為90ns*350kHz = 3.15%，當轉換器運行到觸及最短導通時間的時候會對輸出紋波和過流保護的表現造成影響，相關的解釋請看第3章。

如果RT6204運行至占空比高於65%的狀況時，通過D1施加的外部自舉電源就應該被加上，這個外部電源的電壓建議處於3.3V-3.8V之間。如果其電壓低於3.5V，二極體的類型就最好是肖特基的。

• 電感L1的值的取得有兩個方面的因素需要考慮：電感電流紋波和斜率補償。

對於占空比低於50%的應用，電感量的計算需要使電感電流紋波低於IC的0.5A額定電流負載能力的30%，即ΔI_L = 150mA，其計算公式為
· 在占空比會高於50%的應用中，電感電流的下降速度dI/dt就需要和轉換器的內部斜率補償相適應，這樣就要求L1要滿足這個公式：

· 在輸出電容的選擇上有多個考慮點：

a. CCM模式下的輸出電壓紋波

CCM模式下的輸出電壓紋波計算公式為，此時的電感電流紋波的計算公式為 。
假如輸出電壓很低，輸出電容為陶瓷電容，CCM模式下的輸出電壓紋波會很小。

b. PSM模式下的輸出電壓紋波

PSM模式下的輸出電壓紋波的大小取決於該模式下的電流峰值的大小和負載電流的大小，最壞的情況發生在負載為零時，其值在此時為
RT6204把PSM模式下的電感電流峰值設定在大約150mA上，但它還同時存在大約 80ns的動作滯後，所以在V_IN很高、V_OUT很低時電流的實際峰值會增加。實際上，PSM模式下的輸出電壓紋波總是大於CCM模式下的紋波。

c. 負載瞬變期間的電壓波動

CCM模式下負載瞬變期間的輸出電壓波動的幅度取決於負載跳變的幅度、控制回路的回應速度和輸出電壓的大小，下面的公式可對負載跳變期間的輸出電壓下沉幅度進行預估：
其中，ΔI_STEP是負載跳變的幅度，F_BW是轉換器的頻寬。假如負載跳變是從PSM模式開始並將轉換器引入CCM模式，輸出電壓的下沉幅度會更大。轉換器的頻寬通常設定為開關工作頻率的1/10左右，如果使用了電解電容作為輸出電容，其ESR隨溫度的變化範圍會很大，這時就需要更低的轉換器頻寬設定，以便轉換器的工作可以在整個工作溫度範圍內都能保持穩定。轉換器的頻寬可以通過補償電阻R_COMP進行設定。

· 輸入電容
輸入電容對轉換器的開關過程形成的高頻電流的幅度具有決定性的作用，它需要具有足夠好的濾波效果將出現在輸入端的高頻紋波最小化，這個角色通常由陶瓷電容來擔當，它被放置在緊靠轉換器的VIN和GND端子的地方。在高輸入電壓的情形下，陶瓷電容的容量會有明顯的下降，這是需要在計算輸入電壓紋波時就要考慮到的。輸入電壓紋波的峰峰值可以用下式進行評估：
，其中的C_IN是輸入電容在相應輸入電壓下的有效值。

通常情況下，輸入電容的容量至少應有1µF，額定耐壓能力為100V，這可能需要使用0805或1206的封裝。

選擇輸入電容要考慮的另一個資料是流過它的紋波電流有效值：

此有效值的最大值出現在輸出電壓V_OUT為輸入電壓V_IN的50%時。

RT6204的最大負載電流為0.5A，輸入電容上的紋波電流的有效值最大為0.25A，這個值對0805或1206封裝的陶瓷電容來說都算不上什麼問題，因為它對此並不敏感。

假如轉換器被使用在需要進行熱插拔的應用中，那就建議給陶瓷電容並聯上一隻小型的電解電容。

• 補償元件參數的計算

RT6204的補償可以使用標準的電流模式II型補償電路，下面的公式可以用於相關參數的計算。

補償電路的增益可以用R_COMP進行設定，其值需要提供適當的轉換器交叉頻率（F_C，大約為0.1 * F_SW）和足夠的相位裕量：
假如輸出電容是電解類型的，那就需要低一些的頻寬，這個部分見第5章的討論。
對補償電容C_COMP的值的選取需要將補償零點 放置在比轉換器的負載極點略低的地方，其中的R_LOAD =V_OUT / 0.5A。

C_P的值的選擇應將高頻極點放在輸出電容的ESR導致的零點上，所以

當輸出電容為陶瓷電容時，由其ESR決定的零點將處於極高的頻率上，遠遠高於轉換器的工作頻率。所以，對於採用陶瓷輸出電容的低輸出電壓應用來說，C_P可以被省略掉。

前饋電容Cff通常並不需要，它的作用是改善控制回路的回應特性。有些時候一個小的Cff電容可以被用來改善PSM模式的工作狀況，通過對出現在FB端子上的額外紋波的抑制達到減少雙脈衝現象的效果，這可以通過在具體的案例中進行有針對性的調整來實現。

· 從EN端子變成高電平到V_OUT達到其設定電壓的時間可以通過軟起動電容C_SS的設定以確定軟起動時間t_SS來實現，其計算方法是
，其中的C_SS是軟起動電容的值，Iss是軟起動電流（典型值為6µA）。V_OUT從V_SS上升到0.3V時開始隨其上升而上升，V_SS的終點是1.1V。

V_OUT的上升時間可以這樣計算：

高輸出電壓的應用和/或輸出電容很大的場合應當使用足夠長的軟起動時間，這樣可以避免較高的衝擊電流的出現。

• 通過將EN端設為高電平可以使能RT6204，判斷其為高電平的典型電壓值是1.25V。EN端子有1µA的拉電流。為了在V_IN加入時自動啟動，可用一隻100k的上拉電阻將EN端和V_IN連接起來。EN端可以承受60V的電壓。

3.案例1：1.2V輸出

案例1的目標是設計一款在寬輸入電壓範圍內工作的1.2V輸出的轉換器。

• 最高輸入電壓：基於最短導通時間和1.2V輸出電壓可以推導出的最高輸入電壓是1.2V/3.15% = 38V。在此1.2V的案例中，我們將探討最短導通時間是如何影響輸出紋波和過流保護特性的。

• 回饋網路：利用公式可以進行R1和R2的選擇。在此案例中，選擇R1=7.5k、R2=15k可以得到1.2V輸出。
• 電感量：對於1.2V的應用來說，占空比絕對不會達到50%，所以斜率補償不會成為這個案例中需要考慮的問題，電感量的計算可以單純地用紋波電流作為計算依據。

在V_IN = 38V、紋波電流為0.3*0.5A = 0.15A的條件下，利用公式可得L = 22.1µH。

在最大負載為0.5A時，電感電流峰值為(1+0.15)*0.5A = 0.575A。通常情況下，電感的飽和電流參數應當比最高電流峰值至少大10%。所以，電感的Isat指標應當大於0.63A。為此，我們選擇的電感樣本是Taiyo-Yuden的 NR6020T 22µH，它具有1A的Isat參數。

• 為了選擇輸出電容，我們使用PSM模式下的紋波作為選擇的依據。

首先對PSM模式下的電流峰值進行評估：在V_IN = 38V、V_OUT = 1.2V、 L = 22µH的條件下，電感電流的上升斜率為(38V-1.2V)/22µH=1.67A/µs，80ns的延時會帶來0.133A的電流增量。所以，PSM模式下的電流峰值大約為280mA。因為輸出為1.2V，我們使用低ESR的陶瓷電容作為輸出電容，這種電容的ESR幾乎可以被忽略，所以輸出電壓的紋波計算公式就可以被簡化為 

以50mVpp作為最壞情況下的PSM紋波目標，電容的值需為15.7µF。在此案例裡，我們選擇Murata的兩隻10µF/16V 0805 X5R MLCC作為輸出電容，其型號為GRM21BR61C106KE，這種電容在1.2V直流偏置下的容量下降幅度非常低，完全可以被忽略，但其額定容量是在0.5Vrms交流電壓下測量得到的，如果交流電壓降低，其容量還會降低，它在這種低輸出電壓紋波的應用中的電容量將會有大約27%的下降（欲瞭解更多的MLCC電容屬性，請參閱此網址：http://ds.murata.com/software/simsurfing/en-us/）。我們最後得到的輸出電容總量是大約15µF，它將被用於後續的計算中。

對PSM模式下的輸出電壓紋波的測量結果顯示在圖2中，電路的參數條件為L1 = 22µH、C_{OUT_eff} = 15µF。

V_IN = 38V, V_OUT = 1.2V,負載電流為1mA                                                                                         15µF電容帶來的PSM紋波為46mVpp


圖二

高輸入電壓下的最小導通時間的效應顯示在圖3中，其工作條件為V_OUT = 1.2V、負載電流0.28A。
V_IN = 38V：剛好是純PWM模式，沒有脈衝跳躍。                                                   V_IN = 42V：觸及最短導通時間限制，出現脈衝跳躍。

圖三

當高輸入、低輸出的應用中觸及最短導通時間限制時，轉換器開始脈衝跳躍以維持輸出電壓的穩定，這種跳躍將導致輸出紋波增大的結果。

• 在輸入電容的選型中，容許的最大輸入紋波需求必須被考慮到，它們還必須具有足夠的電壓耐受等級。對於40V輸入的應用，要求輸入電容具有至少60V的電壓耐受能力是必要的，這就常常意味著要選用額定耐壓為100V的陶瓷電容。

根據公式和0.5A的負載電流、38V輸入、1.2V輸出及1µF的輸入電容等資料，輸入電壓的紋波大約為44mV，需要注意的是此資料中不包含由於電容的ESL和銅箔的ESL所導致的高頻振鈴信號的資訊。

在此案例中，我們使用一隻小型的100nF/100V 0603 X7R電容（Murata GRM188R72A104KA35）與一隻2.2µF/100V 1206 X7R電容（Murata GRM31CR72A225KA73）並聯作為輸入電容，它們在38V直流電壓下的等效電容約為1.1µF。


圖四

圖4顯示的是測量出來的輸入電壓紋波，測量條件是38V輸入、0.5A輸出。

紋波電壓看起來是鋸齒波的樣子，幅度為55mVpp，其中含有明顯的高頻雜訊成分，它們是由伴生的ESL造成的。為了避免這些高頻雜訊進入電源輸入線路，最好是增加由高頻磁珠和外加的電容構成的濾波器把它們濾除掉。

在此案例中的輸入電容紋波電流的最壞狀況發生在輸入電壓最低的地方（5.2V），其值大概為0.2A，這對所選的輸入電容來說不是個問題。

• 補償元件參數的計算

關於補償元件參數的計算，我們將使用第2章給出來的公式，計算中使用的輸出電容資料採用有效值C_{OUT_eff} = 15µF。
 由於 G_mEA=970µA/V，G_CS=0.9A/V ， C_{OUT_eff} =15µF，所以有R_COMP = 5.7kΩ，我們取R_COMP = 5.6kΩ。 
轉換器的負載極點位於，其值為4.4kHz，所以有，，我們取值C_COMP = 6.8nF。

所有陶瓷輸出電容合成起來的ESR = 2.5mΩ，由其形成的ESR零點位於4.2MHz，C_P可以省略不用。

轉換器的穩定性可以通過施加快速跳變的階躍負載來進行檢測，其結果見圖5。

圖五

24V輸入下的轉換器在面對快速階躍負載時的表現是穩定的，沒有振鈴過程出現。由250mA快速負載階躍導致的電壓下墜幅度為74mV。

• 軟起動電容C_SS可以設定從EN變為高電平到V_OUT到達其設定電壓的時間T_SS，其計算公式為，其中的I_SS為軟啟動電流，典型值為6µA。

對於1.2V的輸出和相對較小的輸出電容，衝擊電流不會太大。設C_SS = 10nF即可給出1.83ms的軟起動時間，V_OUT的上升時間為1.3ms。

圖六
圖6顯示了軟起動的表現狀況：當EN變成高電平以後，軟起動電壓開始上升，轉換器在軟起動電壓上升到0.3V時開始開關切換過程使V_OUT上升，開關切換的頻率會隨著V_OUT的上升而增加。當軟啟動電壓上升至1.1V時，轉換器的輸出電壓也到達其額定值。

• 過流保護的表現

RT6204通過對上橋MOSFET流過的電流的檢測進行逐週期峰值電流的限制，當轉換器的負載增加到一定程度時，峰值電流限制就會發生，保護電路將降低上橋MOSFET開關的導通時間以避免電流的進一步上升。

圖七

圖7顯示了V_IN = 20V時的電流限制測量波形：當電感電流達到950mA時，占空比減小，V_OUT開始下降。在20V轉1.2V的應用中，過流保護發生時的實際電流值要比規格書中列出來的過流保護閾值略高，這是因為電流保護限制被觸及到動作過程之間會有一個延時。因為電流的變化速度為(20V-1.2V)/22µH = 0.85A/µs，80ns的延時會導致電流多增加0.068A。

當V_OUT下降至輸出欠壓保護閾值（輸出電壓設定值的50%）時，轉換器關機，然後自動重新開始一次啟動過程。

當RT6204工作于高輸入電壓、低輸出電壓的環境下，同時又遇到過流狀況時，重要的事情是要確保轉換器的最短導通時間特性不會妨礙過流保護的正常操作。在同時出現最短導通時間工作和超載狀況時，轉換器工作的占空比是最低的，輸出電壓就維持在由占空比所決定的輸出電壓上，這時由超載導致的電感電流就不能受到適當的控制而主要取決於負載的狀況，只有電流足夠大到由MOSFET和電感元件造成的電壓降使得輸出電壓低於設定電壓的50%時才會觸發輸出欠壓保護動作。

圖八

圖8顯示的是輸入電壓為40V時的電流限制狀況：由於時延的緣故，過流保護的動作發生在電流為1.1A時，轉換器一直在嘗試降低占空比，但它卻被限制在接近最短導通時間的地方。此時的輸出電壓不能往下降，它被卡在大約830mV的地方不能動彈，因而欠壓保護的閾值就不能被觸及，轉換器就一直工作在這種超載的狀態下。

假如轉換器的負載再繼續增加，電感電流就能繼續增加並可能超過過流保護的閾值，這時候輸出電壓就可能因MOSFET的Rdson和電感的DCR造成的壓降的增加而下降，這樣就可能觸發輸出欠壓保護動作。

所以，當RT6204工作在高輸入電壓、低輸出電壓和存在超載在可能的條件下時，最重要的就是要檢查最短導通時間所帶來的限制。
完整的1.2V輸出的應用電路圖顯示在圖9中。

4.總結

Buck轉換器RT6204可被用於寬輸入電壓的環境中，其輸出電壓範圍也很寬。由於使用外部補償電路和可調的軟起動設計，可以根據其選用的輸出電容類型進行設計的優化。只需要使用簡單的公式即可對其關鍵週邊元件參數進行計算，而實際測量的結果和計算所得的結果具有非常好的一致性。